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第三章模拟量输入通道,3.1模拟多路转换器3.2程控放大器3.3量程自动转换技术3.4采样保持电路3.5A/D转换器,图3－1模拟量输入通道的组成,1模拟信号多路转换器Multiplr。当多个信号源分时使用模拟量输入通道时，必须采用多路转换器。2数据放大器DataAmplifier将传感器送来的电信号放大处理，以满足A/D转换器规定的量程输入。它对速度和精度都有较高要求，其闭环增益可通过程序进行调节。3采样/保持器SampleandHolder简称S/H，用以存储变化的模拟信号，使其在A/D转换期间保持不变。4A/D转换器AnalogtoDigitalConverter量化部件用于将模拟量转换为计算机可识别的数字量。5输入/输出接口andOutputPort用来锁存A/D转换后的数字量。,3.1模拟多路转换器,3.1.1模拟多路开关的种类模拟多路开关有机械式、电磁式和电子式三大类。纯机械式开关在现代计算机测控系统中已很少使用。电磁式多路开关主要是指各种继电器、干簧管等，其中干簧继电器体积小，切换速度快，噪声小，寿命长，最适合在模拟量输入通道中使用。,干簧继电器ReedRelay由密封在玻璃管内的两个具有高导磁率和低矫顽力的合金簧片组成，簧片的末端为金属触点，两簧片中间有一定的间隙且相互间有一段重叠，内充有氮气以防触点氧化；当管外的线路中通以一定的激励电流，将产生沿轴向的磁场，簧片被磁化而相互吸合；当电流断开时，磁场消失，簧片本身的弹性使其断开。,干簧继电器的工作频率一般可达10～40Hz，断开电阻大于1MΩ，接触电阻小于50mΩ，寿命可达1010次，吸合和释放时间约1ms，不受环境温度的影响，而且输入电压、电流容量大，动态范围宽。其缺点是体积大与电子开关相比，工作频率低，在通断时存在抖动现象，适用于低速高精度测试系统。与电磁式模拟开关相比，模拟电子开关具有切换速度高、无抖动、易于集成等特点，但其导通电阻一般较大，输入电压、电流容量较小，动态范围有限，常用于高速且要求系统体积小的场合。常用的模拟电子开关有4种。,1晶体管开关。晶体管开关的特点是速度快，工作频率高1MHz以上，尤其在采用双极型晶体管开关时，导通电阻小最小到1Ω，其缺点是存在残余电压，且控制电流要流入信号通道，不能隔离。,2光电耦合开关。将发光二极管与光敏晶体管或光敏电阻封在一起即可构成光电耦合开关，又叫最佳隔离开关。这种开关由于采用光电转换方式进行开关信号传送，故速度和工作频率属中等，但其控制端与信号通道的隔离较好，耐压高。由于其利用晶体管的导通和截止来实现开关的通和断，因此也存在残留失调电压和单向导电情况。如果以光敏电阻代替光敏三极管，则可实现双向传送，但光敏电阻的阻值分散性大，反应速度也较低，因此这类开关多用于要求隔离情况良好但传输精度不高的场合，也常用于输出通道中需通道隔离的场合。,3结型场效应管开关。这是一种使用较普遍的开关。由于场效应管是一种电压控制电流型器件，一般无失调电压，导通电阻约为5～100Ω，断开电阻一般为10MΩ以上，且具有双向导通的功能，但这种场效应管一般不易集成。,图3－2MOS开关管导通电阻特性,4绝缘栅场效应管开关。绝缘栅场效应管分为PMOS、NMOS和CMOS三种类型，最常用的是CMOS场效应管，其导通电阻Ron随信号电压波动小，如图3－2所示。CMOS场效应管开关是一种应用最普遍的模拟开关，它能克服单沟道场效应管开启电阻随输入电压变化而变化的缺点。CMOS场效应管开关具有较其它电子开关明显的特性好、成本低等优点，目前常用的集成模拟开关大多采用了CMOS工艺。以上介绍的模拟开关是用来传输电压信号的，故称做电压开关。模拟开关也可以用来传输电流信号，这类模拟开关叫做电流开关。,3.1.2多路开关的工作原理1.双极型晶体管开关图3－3所示为双极型晶体管开关电路。它可以实现8路模拟信号切换，其工作原理如下。如果要选择第一路模拟信号，则令通道控制信号Uc10低电平，晶体管V1′截止，集电极输出为高电平，晶体管V-1导通，输入信号电压Ui1被选中。如果忽略V1的饱和管压降，则UoUi1。同理，当令通道控制信号Uc2＝0时，则选中第二路模拟信号，Uo＝Ui2。注意，在控制信号Uc1～Uc8中不能同时有两个或两个以上为零。,双极型晶体管的开关速度快，但它的漏电流大，开路电流小，而导通电阻大。另外，双极型晶体管为电流控制器件，基极控制电流会注入信号源。如果信号源的内阻比较大，就会使信号电压发生变化，从而影响转换精度。,图3－3双极型晶体管开关电路,图3－4结型场效应管多路开关,2.场效应管开关1结型场效应晶体管开关。图3－4所示为8路P沟道结型场效应管多路开关，其中V1′，V2′,,V8′是开关控制管，V1，V2，,V8是场效应开关晶体管。它的工作原理如下。当控制信号Uc11高时，开关控制管V1′导通，集电极输出低电平，场效应管V1导通，UoUi1，选中第一路信号。当Uc10低时，V1′截止，V1也截止，第一路输入信号被切断，其它各路与第一路相同。,2绝缘栅场效应管开关。图3－5为8路P沟道绝缘栅场效应管多路开关，它的工作原理与结型场效应管多路开关类似，在此不再赘述。在使用绝缘栅场效应晶体管时，应注意衬底不能开路，要加一定的保护电压，P沟道加正电压，N沟道加负电压。,3.集成多路开关,图3－6为一个16路的集成多路开关，模拟量输入部分由16个漏极连在一起的场效应管开关所组成，开关驱动部分包括一个四位计数器和一个四十六线译码器，其工作原理如下。由计算机送出四位二进制数，如要选择第一路输入信号，则把计数器置成0001状态，经四十六线译码器后，第一根线输出高电平，场效应管V-1导通，UoUi1，选中第一路信号。如果要连续选中第一到第三路的信号，可以在计数器加入计数脉冲，每加大一个脉冲，计数器加1，状态依次变为0001，0010，0011。,图3－5绝缘栅场效应管多路开关,图3－6集成电路多路开关,3.1.3多路开关的主要技术指标多路开关的主要技术指标可综述如下。Ron导通电阻；Ronvs导通电阻温度漂移；Ic开关接通电流；Is开关断开时的泄漏电流；Cs开关断开时的开关对地电容；Cout开关断开时，输出端对地电容；ton选通信号EN达到50这一点时到开关接通时的延迟时间；toff选通信号EN达到50这一点时到开关断开时的延迟时间；topen开关切换时间，即当两个通道均为断开时，开关从一个通道的接通状态转到另一个通道的接通状态并达到稳定所用的时间。,3.1.4多路开关的选用在多路开关选择时，常要考虑下列参数1通道数量。通道数量对切换开关传输被测信号的精度和切换速度有直接的影响。通道数目越多，寄生电容和泄漏电流也越大，尤其是在使用集成模拟开关时，尽管只有其中一路导通，但由于其它模拟开关断开处于高阻状态，仍存在漏电流对导通的那一路产生影响；通道越多，漏电流越大，通道间的干扰也越多。2泄漏电流。如果信号源内阻很大，传输的是个电流量，此时就更要考虑多路开关的泄漏电流。一般希望泄漏电流越小越好。,3切换速度。对于需传输快速变化信号的场合，就要求多路开关的切换速度高。当然也要考虑后一段采样保持和A/D的速度，从而以最优的性能价格比来选取多路开关的切换速度。4开关电阻。理想状态的多路开关其导通电阻为零，而断开电阻为无穷大，但实际的模拟开关无法达到这个要求，因此需考虑其开关电阻，尤其当与开关串联的负载为低阻抗时，应选择导通电阻足够低的多路开关。5多路开关参数的漂移性及每路电阻的一致性也需作考虑。尤其是进行精密数据测量时，更要特别注意漂移性和一致性。,,3.2程控放大器,程控放大器是测控系统输入通道的常用部件之一，在许多实际应用中，为了在整个测量范围内获取合适的分辨力，常采用可变增益放大器。在计算机测控系统中，可变增益放大器的增益由计算机的程序控制。这种由程序控制增益的放大器，称为程控放大器。,图3－7程控放大器原理图,3.2.1程控同相放大器同相放大器具有较高的输入阻抗。由于引入共模电压，因而需要使用高共模抑制比的运算放大器才能保证精度。同相放大器一般用于需要高输入阻抗的场合，其原理线路如图3－8所示。同相放大器的理想增益为,3-1,显然，改变Rf与R的比值，即可改变闭环增益。,图3－8同相放大器原理图,1.多挡程控同相放大器多挡程控放大器是指各挡闭环增益固定的程控放大器，多用于增益分挡数量不多，且所需增益预知的场合。为减小运算放大器偏置电流的影响，通常用改变阻值较大的Rf来实现增益控制。图3－9所示的程控同相放大器使用四选一模拟开关来切换反馈电阻Rf，实现四种不同的闭环增益。不同的控制信号所对应的闭环增益如表3.1所示。,图3－9多挡程控同相放大器,表3.1程控增益表,2.增益线性变化的程控同相放大器利用串联权电阻网络来替代反馈电阻Rf，可得到与控制信号二进制码同步递增的闭环增益，如图3－10所示。,图3－10串联权电阻网络程控同相放大器,放大器共使用n＋1个独立的模拟开关，n1为增益控制信号的二进制位数。每个模拟开关受控于一位控制信号。当控制信号为“1”时，开关断开；控制信号为“0”时，开关导通。若以Cn～C0来表示控制信号的二进制值“0”或“1”，则接入反馈回路的电阻Rf的阻值为,按式（3－2），放大器的闭环增益是,闭环增益是控制二进制编码加1，即,其中Nc是控制信号的二进制数值。,在此放大器中，闭环增益的准确度不仅与全部反馈回路电阻匹配的准确度有关，还在很大程度上受模拟开关导通电阻的限制。特别是在全部模拟开关导通，闭环增益为1时，由导通电阻产生的增益误差为最大。若以ri表示各开关的导通电阻，则增益的相对误差为,3.T型反馈电阻网络程控同相放大器T型电阻网络具有节点等效电阻恒定的特点，利用这个特点组成的程控放大器，不会在增益改变时引起零位偏差的变化。其闭环增益按2的幂级数变化。T型反馈电阻网络程控放大器的原理图如图3－11所示。,图3－11T型反馈电阻网络程控同相放大器,T型电阻网络有以下特点1网络各节点的等效电阻。任一个节点的等效电路都可简化为图3－12所示的电路。由图3－12可以看出，三个支路的电阻均为2R，节点i的等效电阻Rcq为,3－3,因此，无论多路模拟开关切向哪个节点，运算放大器反相输入端的对地电阻为恒值。,图3－12T型反馈电阻网络节点等效电路,2网络各节点反馈电压。网络的输入电压为运放输出电压，在此电压作用下，网络节点的反馈电压等效电路如图3－13a所示。显然，节点0的反馈电压Uf0为,参考图3－13（b），可得节点1的反馈电压为,图3－13节点反馈电压等效电路,根据节点电路的一致性，依次类推，可得任意节点i的反馈电压为,因此，放大器的闭环增益可表示为,Afi＝32i,3-4,用T型反馈电阻网络实现的程控同相放大器失调偏差波动小，闭环增益准确度与模拟开关导通电阻无关，仅与网络电阻的匹配精度相关。,3.2.2程控反相放大器反相放大器的基本电路如图3－14所示。在理想状态下，反相放大器是一个比例放大器，闭环增益为,（3－5）,与同相放大器相同，改变Rf与R的比值，即可改变放大器的闭环增益。程控同相放大器中所采用的三种程控增益电路，在程控反相放大器中都可应用。利用反相放大器所具备的特征，还可以组成程控衰减放大器、增益除法放大器等多种程控放大器。,图3－14反相放大器原理路,1.程控衰减反相放大器程控衰减反相放大器使用T型或反T型电阻网络来代替反相放大器的输入端电阻R。图3－15所示为采用反T型电阻网络实现的程控衰减放大器。整个电路共使用n1个双向模拟开关和n1位控制信号。当控制信号Ci0时，双向模拟开关接通于地端；当Ci1时，双向模拟开关接通于运算放大器反相输入端（虚地）。所以，反T型网络的等效电路如图3－16所示。,图3－15反T型网络程控衰减放大器,图3－16反T型网络等效电路,对输入信号而言，它的负载是电阻网络，其等效负载为R，因此输入信号提供的电流是I＝Ui/R。此电流流进网络后在各个节点按两个支路等分，每经过一个节点，分流一次，故各支路电流按2-1的等比级数衰减。各支路电流在双向模拟开关的导向下，不是流向运算放大器反相输入端，就是流向地。即当控制信号Ci1时，支路电流Ii流向反相输入端，并对放大器的输出发挥作用。当Ci0时，支路电流Ii流入地，对放大器的输出不起作用。全部流向反相输入端的电流IΣ是,若令Nc表示控制信号的二进制数值，并在上式右侧乘以2n1/2n1，则有,因为运算放大器输入电阻极大，流入反相输入端的电流几乎为零，故有IΣ＝-Uo/Rf，所以放大器的闭环增益Af是,表3.2衰减放大器程控增益表（R＝Rf）,程控衰减反相放大器的衰减网络对地等效电阻也可以用T型网络实现，但两者之间在性能上有所差异，主要表现在以下几方面（1）放大器输入阻抗反T型输入阻抗恒定；T型输入阻抗则随增益而变，对信号源内阻要求高。（2）运算放大器对地等效电阻反T型网络对地等效电阻随增益而变，改变增益时，偏置电流将会使放大器零位输出发生变化；T型网络则无此现象。（3）反T型网络各支路电流是恒定的，不随控制代码的改变而变化，因此大大减小了网络电阻的寄生电抗对模拟开关动态性能的影响，可以提高切换的速度。,2.程控比例反相放大器程控比例反相放大器使用双DAC（D/A转换器）作为程控放大器的两个可变电阻，具有增益控制灵活，增益变化范围大的优点。图3－17给出了这种放大器的实现原理，其中DAC1作为输入可变电阻，DAC2作为反馈可变电阻。若DAC1的控制码为Nc1，DAC2的控制码为Nc2，则,因Ii＝-If，则可得闭环增益,若Nc1，Nc2≠1，则可变增益范围是1/2n1～2n1，但增益变化呈非线性。,图3－17双DAC程控反相放大器,3.2.3仪用放大器仪用放大器的原理如图3－18所示，其对称性结构使整个放大器具有很高的共模抑制能力，特别适用于长距离测量，也是最常用的测量放大器。,图3－18仪用放大器原理图,通常为保证放大器的共模抑制能力，应使电路参数对称，即R1＝R2；R3＝R4；R5＝R6。此时，放大器的闭环增益为,显然，为保证电路的对称性，改变放大器增益最合理、最简单的办法是改变RG的阻值。程控仪用放大器的增益控制，在使用中通常采用控制RG阻值的方法来实现。,1.集成程控仪用放大器美国AnalogDevices公司生产的AD612、AD614仪用放大器内部集成有使用激光自动修订工艺制造的高精度薄膜电阻，具有较高的增益精度。AD612、AD614仪用放大器内部电路如图3－19所示。,图3－19AD612、AD614内部电路,AD612、AD614的增益控制可以使用外部或内部电阻两种方法。使用外部电阻时只需在引脚1和2之间外接电阻RG，此时增益为,内置电阻的阻值从引脚3至10，分别满足闭环增益为21～28时的要求，其值为,若需29的闭环增益，则请将引脚10、11和引脚1相连。若要求闭环增益为210，则可将引脚10、11、12都和引脚1相连。应该指出，闭环增益为29和210时的连接方法所得到的并联电阻值（按其标称值计算）与闭环增益所需的阻值存在差值，但这个差值所造成的增益衰减已小于该集成放大器给出的增益衰减指标。此外，该集成放大器的引脚15为“驱动屏蔽”保护端，将该端经驱动后连接于输入电缆的屏蔽层，可提高共模抑制比，降低输入噪声。,2.线性程控增益仪用放大器在仪用放大器中，前级共模增益与电阻R1、R2、RG无关参见图3－18。因此，可利用这一特点，通过改变R1和R2的阻值来改变整个放大器的闭环增益，获得增益与控制代码成线性关系的程控仪用放大器。图3－20给出了其原理电路。,图3－20线性程控增益仪用放大器,在此电路中分别以N个等值电阻R的串联网络代替反馈电阻R1和R2。两组n选1多路开关受控于同一个控制信号，同步切换于两组串联电阻的串接端。若控制信号代码所选通的开关与此开关串接入反馈回路电阻R的个数相同，则此时的闭环增益为,在图3－20中，R3＝R4；R5＝R6。显然，通过选择R与RG、R5与R6的比值，可以得到所需的线性增益。如RG＝2R，R5＝R3，则,Nc为控制信号的二进制数值。,在实际应用中，R1和R2的串联电阻网络及多路开关，通常使用数字电位器来代替，其电路实际极为方便。图3－21给出了使用美国Xicor公司X9221双非易失性数控电位器实现的线性增益程控仪用放大器的电路实例。,图3－21线性程控增益仪用放大器实例,实例中选用X9221，VH端与VL端电阻为50kΩ，滑动端VW步进电阻差值为794Ω。取RG＝7.94kΩ，则放大器的程控增益为,其中，Nc为滑动端位置，0≤Nc≤63。最小增益为1，最大增益为12.7。增益步进值为0.2。放大器使用计算机的I/O端口作为X9221的串行总线时钟和通信线，全部控制均由软件实现。,,3.3量程自动转换技术,3.3.1一般要求,1.尽可能高的测量速度自动量程转换的测量速度，是指根据被测参量的大小自动选择合适量程并完成一次测量的速度。在计算机测控系统中，由于引入了微型计算机，其量程的自动选择速度有了极大的提高。一般来说，当读数的十进制位数大于等于量程挡数时，应该只需经过一次中间测量，就可找到正确的量程。,例如，当某一量程测量时，发现被测量已超过该量程的满刻度值（升量程阈值），则立刻回到最高量程进行一次测量，将测量结果与各量程的降量程阈值相比较，寻找合适的量程。因而在发生超量程时，只需经过一次最高量程的测量，即可找到正确的量程。而在降量程（读数小于正在测量的量程的降量程阈值）时，只需将读数直接同较小量程的降量程阈值进行比较，就可找到正确的量程，而无需逐个量程进行测量。此外，在大多数情况下，被测量并不一定会经常发生大幅度变化。所以，一旦选定合适的量程，应该在该量程继续测量下去，直到发现过载或被测量低于降量程阈值。,2.确定性自动量程转换的确定性是指在升、降量程时，不应该发生在两个相邻量程间反复选择的现象。这种情况的出现是由于分挡差的存在所造成。例如，某一电压表20V量程挡存在着负的测量误差，而2V挡又存在着正的测量误差。那么，在升、降量程转换点附近就有可能出现反复选择量程的现象。假设被测电压为2V，在20V挡读数可能为1.999V，低于满度值的十分之一，理应降量程到2V挡进行测量。但是，2V挡读数为2.002V，超过满度值，应该升至20V挡进行测量。于是就产生了两个相邻量程间的反复选择，造成被选量程的不确定性。,量程选择的不确定性可以通过给定升、降阈值回差的方法来解决。通常可采用减小降量程阈值的方法。例如，降量程阈值选取满度值的9.5而不是10，升量程阈值为100。这样，只要两个相邻量程的测量误差绝对值之和不超过0.5，就不会造成被选量程的不确定性。,3.安全性由于每次测量并不都从最高量程开始，而是在选定量程上进行，因此不可避免地会发生被测量超过选定量程的最大测量范围，甚至达到仪器的最大允许值的现象。这种过载现象须经过一次测量后才能发觉。因此，量程输入电路必须具有过载保护能力。当过载发生时，至少在一次测量过程中仍应能正常工作，并且不会损坏测量电路。,3.3.2转换电路及接口自动量程转换电路随其用途有多种不同的形式，但就其组成来说可以分成衰减器、放大器、接口及开关驱动三部分。图3－22给出了电压量程自动转换电路。这个量程自动转换的衰减电路具有1和100两种衰减系数。当S1被激励时，切向A端，衰减系数为100；当激励撤消后，切向B端，衰减系数为1。S2控制前置放大器的放大倍数。当S2被激励时，开关切向C瑞，放大器增益为1；反之为10。S3切换放大器输出，当其被激励时，放大器输出电压被衰减10倍；否则，直接输出。使用这三个开关的不同组合，该电路具有200mV、2V、20V、200V和1000V五个量程。各量程下的开关动作状态如表3.3所示。,图3－22电压量程自动转换电路,表3.3各量程开关动作状态,当运算放大器为理想放大器，且具有20V线性增益范围，电阻比值为R1/R399和R5/R69时，按表3.3的动作状态，无论哪个量程电路都将输出2V的满刻度电压。量程转换电路中的切换开关通常使用继电器作为高压衰减部分的切换开关，而低压部分则通常使用模拟开关。量程自动转换电路接口实质上是一个开关控制接口，无论使用何种开关，其接口电路的方式基本相同，所不同的只是驱动电路。图3－22所示的量程电路接口使用三个I/O位输出口，当输出为“1”时，继电器开关被激励。,3.3.3量程自动转换电路的控制若设图3－22所示量程电路的后续A/D转换电路具有5位十进制有效读数，且各相邻量程分挡误差的绝对值之和小于0.5，则各量程升,降阈值如表3.4所示，自动转换程序流程如图3－23所示。量程自动转换程序由主程序完成一次测量后调用。该程序被调用时，将根据最新的测量数据与现行量程的阈值进行比较。若现行量程合适，则显示测量读数后返回主程序。反之，则进行量程选择，找到新的合适量程后，返回主程序。下一次测量就在新选择的量程下进行。整个流程分为三条支路，分别是降量程、保护现行量程和升量程。,表3.4量程自动转换阈值,图3－23量程自动转换程序流程,当测量读数小于现行量程阈值，即|Ui|DLn时为止。由于最低量程降量程阈值为零，所以总能找到合适量程。当|Ui|R2和R3，所以,3－7,按图3－24所取电阻值，则输入电压为1000V时，可限制在12V左右的范围内。此时，流经电阻R1和二极管的电流约为10mA。当R1功率不小于10W时，可保证在最大输入为1000V的情况下，电路能长期承受过载电压。,2.过载电压的快速切换无论在任何情况下，电路的输入过载都不是期望发生的事，特别是过载超过保护电路所能承受的范围时，将是灾难性的。若能在过载发生后的短时间内，快速切断过载输入，将量程切换到最高量程，无疑会改善保护测量电路性能。过载电压快速切换电路的原理如图3－24a所示。在正常工作范围内，电路能正常工作，过载保护电路不工作。一旦输入过载，过载保护电路立即进入工作状态，将电压或电流泄放，以保护电路的安全。,图3－24自动转换电路的保护,,3.4采样保持电路,3.4.1采样/保持器的基本原理采样/保持器是指在输入逻辑电平控制下处于“采样”或“保持”工作状态的电路。在“采样”状态下电路的输出跟踪输入模拟信号，在“保持”状态下电路的输出保持着前一次采样结束时的瞬时输入模拟信号，直至进入下一次采样状态为止。通常，采样/保持器用作锁存某一时刻的模拟信号，以便进行数据处理量化或模拟控制。图3－25是采样/保持示意图。,最基本的采样/保持器由模拟开关、存储元件保持电容和缓冲放大器组成，如图3－26所示。图中S为模拟开关，Uc为确定采样或保持状态的模拟开关的控制信号,CH为保持电容。采样/保持器的工作原理为当Uc为采样电平时，开关S导通，模拟信号Ui通过S向CH充电，输出电压Uo跟踪输入模拟信号的变化；当Uc为保持电平时，开关S断开，输出电压Uo保持在模拟开关断开瞬间的输入信号值。高输入阻抗的缓冲放大器A的作用是把CH和负载隔离，否则保持阶段在CH上的电荷会通过负载放掉，无法实现保持功能。,图3－25采样/保持示意图,图3－26采样/保持器原理图,3.4.2采样/保持器的基本结构1.串联型采样/保持器串联型采样/保持器的基本结构如图3－27所示。图中运算放大器A1,A2为输入、输出缓冲放大器。其输出电压的失调误差是两块运放失调误差的代数和，两块运放的共模抑制比有限，并且由此引起的共模误差也会反应在输出端，因此这种电路的精度不够高，通常选用输入阻抗高场效应管输入级或超β管输入级、失调参数小、共模抑制比高的运放作为缓冲放大器。,图3－27串联型采样/保持器的基本结构,图3－28反馈型采样/保持器结构,2.反馈型采样/保持器反馈型采样/保持器是应用较普遍的电路，其结构特点是将串联型采样/保持器的输出端通过电阻反馈到输入端，将两块运算放大器均包括在反馈回路中，电路如图3－28所示。,其工作过程是，保持时，开关S1断开，S2导通，保持电容CH两端的电压UCH保持在开关S1断开瞬时的Ui值，输出电压Uo即保持在开关S1断开瞬时的Ui值。设置开关S2的目的是避免保持阶段由于输入电压的变化引起运放A1饱和若无S2保持阶段运放A1处于开环状态，必将饱和，这样当保持阶段结束后进行第二次采样时，运放A1需退出饱和才能跟踪输入信号的变化，从而造成延时误差，使采样/保持器的动态性变差。与保持电容CH相串联的电阻r用来抑制电路可能产生的振荡，但r的值一般要取得较小，为几十欧姆。保持电容CH一般在0.01～0.1μF范围选取，且为吸收效应小的电容器，如聚苯乙烯、聚丙烯或聚四氟乙烯电容。,3.电容校正型采样/保持器为了提高保持的精度，可以在电路结构上进行改进。采用如图3－29所示的电路可以较好地解决保持阶段的精度问题，这种电路结构常称为电容校正型采样/保持器。由图3－29可知，在输出缓冲放大器的输出端和其反相端之间加有校正电容C1又称补偿电容，利用C1上的充电效应补偿保持电容CH上的电压变化来提高保持精度。,图3－29电容校正型采样/保持器（a）电容校正型采样/保持器电路；（b）采样阶段等效电路；（c）保持阶段等效电路,3.4.3采样/保持器的主要性能参数在一般情况下，采样/保持器主要有如下几种参数用于表征其性能1孔径时间TAP。在采样保持电路中，由于逻辑控制的开关有一定的动作时间，保持命令发出后直到逻辑输入控制的开关完全断开所需要的时间，称孔径时间。实际上，由于这个时间的存在，采样时间被延迟了见图3－30。如果保持命令与A/D转换命令同时发出，由于孔径时间的存在，所转换的值将不是保持值，而是在TAP时间内的一个输入信号的变化值，这将影响转换精度。当输入信号频率低时，对精度影响较小。,图3－30采样/保持器特性描述,2孔径时间不定性ΔTAP。它是孔径时间的变化范围。如果改善保持命令发出的时间，可将孔径时间消除，因而可以仅仅考虑ΔTAP对精度及采样频率的影响。3捕捉时间TAC。捕捉时间是指采样/保持器处于保持模式时，当发出采样命令后，采样/保持器的输出从所保持的值到达当前输入信号的值所需的时间，包括逻辑输入控制开关的延时时间、达到稳定值的建立时间及保持到终值的跟踪时间等。该时间影响采样频率的提高而对转换精度无影响。,4保持电压的下降。在保持模式时，由于保持电容器的漏电，使保持电压值不是恒值，在芯片中，该参数由电流I表示，也有用下降率来表示的。保持电压的下降速度可用下式计算,式中，I为下降电流μA；CH为保持电容pF。,5馈送。在保持模式时，由于输入信号耦合到保持电容器，故有寄生电容，因此输入电压的变化也将引起输出电压微小的变化。6采样到保持的偏差。指采样最后值与建立保持时的保持值之间的偏差电压。它是在电荷转移误差补偿以后仍旧剩余的误差，该误差是不可估计的。因它与输入信号有关，有时也称为偏差非线性。7电荷转移偏差。由采样到保持的偏差的基本成分是电荷转移偏差。这是由于在保持模式时电荷通过寄生电容转移到保持电容器上引起的。有时可稍加一个合适极性的保持信号来补偿，也可加大保持电容器的容量，但后者将增加响应时间。,,3.5A/D转换器,3.5.1A/D转换器的主要性能指标1.分辨率Resolution对于ADC来说，分辨率表示输出数字量变化一个相邻数码所需输入模拟电压的变化量。具体定义为，满量程电压FSR与2n之比值，其中n为ADC的位数。例如,具有12位分辨率的ADC能够分辨出满刻度的1/2n或满刻度的0.24，即一个满刻度为10V的12位ADC能够分辨输入电压变化的最小值为2.4mV。由于ADC分辨率的高低取决于位数的多少，所以通常也以ADC的位数来表示分辨率。,2.量化误差QuantizingError量化误差是由ADC的有限分辨率而引起的误差。在不计其它误差的情况下，一个分辨率有限的ADC的阶梯状转移特性曲线与具有无限分辨率的ADC转移特性曲线直线之间的最大偏差，称为量化误差。对于在零刻度处有1/2LSB偏移的ADC的量化误差为1/2LSB，没有加入偏移量的ADC的量化误差为-1LSB。,图3－31ADC偏移误差示意图,3.偏移误差OffsetError偏移误差是指输入信号为零时，输出信号不为零的值，所以有时又称为零值误差。假定A/D没有非线性误差，则其转移曲线各阶梯中点的连接线必定是直线，这条直线与横轴相交点所对应的输入电压值就是偏移误差，如图3－31所示。偏移误差通常是由于放大器或比较器输入的偏移电压或电流引起的。一般在ADC外部加一个作调节用的电位器便可使偏移误差调至最小。偏移误差也可用满刻度的百分数表示。,4.满刻度误差（FullScaleError满刻度误差又称为增益误差GainError。ADC的满刻度误差是指满刻度输出数码所对应的实际输入电压与理想输入电压之差。一般满刻度误差的调节在偏移误差调整后进行。5.线性度Linearity线性度有时又称为非线性度NonLinearity，它是指转换器实际的转移特性曲线与理想直线的最大偏移。,6.绝对精度AbsoluteAccuracy绝对精度绝对误差定义为输出数码所对应的实际模拟输入电压与理想的模拟输入电压值之差。绝对误差包括增益误差、非线性误差、偏移误差和量化误差等。,7.相对精度RelativeAccuracy相对精度定义为绝对精度与满量程电压值之比的百分数。这里需要指出，精度和分辨率是两个不同的概念。精度是指转换后所得结果相对于实际值的准确度；分辨率是指ADC所能分辨模拟信号的最小变化值。由此可知，分辨率很高的ADC，可能因为温度漂移、线性不良等原因，并不一定具有很高的精度。,8.转换速率ConversionRateADC的转换速率就是在保证转换精度的前提下，能够重复进行数据转换的速度，即每秒转换的次数MS/s，即兆次/秒。而转换时间则是完成一次A/D转换所需的时间包括稳定时间，它是转换速率的倒数。,3.5.2A/D转换器的分类A/D转换器的种类很多，分类方法也很多,如表3.5所示。从A/D转换器的工艺结构来看，早期采用分立元件或某些集成电路单元组装的组件型A/D转换器已经被混合集成型或单片集成型A/D转换器所取代。单片型A/D转换器按照内部所采用的有源器件晶体管的结构类型的不同，又分为双极型、MOS型主要是CMOS型和双极MOS相容型三个类别。双极型ADC具有低噪声、大电流和电压兼容性等优点，并有良好的稳定性；MOS型的优点是低成本、低功耗，与微处理机、存储器等兼容，存在较大的技术潜力。,表3.5A/D转换器的分类,从A/D转换器的工作原理来看，积分型ADC的主要特点是精度较高，电路较简单，对元器件精度要求较低，易于集成，成本低，噪声小，温漂也较小。这种ADC速度都比较低，适用于一般控制用仪器仪表，便于实现十进制数字输出。反馈比较型A/D转换器内含一个由D/A转换器构成的反馈回路，在实际应用时，转换器的输入端应连接采样/保持电路，转换速率较快，一般属于中速转换器。无反馈比较型A/D转换器转换速率最高。高速ADC几乎都是无反馈比较型A/D转换器。这类转换器线路结构复杂，难以实现较高的位数。Σ－Δ型A/D转换器是近年来出现的新型A/D转换器，它采用总和－增量调制原理，并与现代数字信号处理技术相结合，实现了高精度的A/D转换。如地震数据采集系统中已普遍采用Σ－Δ型24位A/D转换器，实现了高精度的数据采集。,3.5.3高速A/D转换器1.高速A/D转换器类型1逐次逼近式ADC。逐次逼近式ADC是目前应用最普遍的一种ADC，其电路结构简单，功耗低。现代逐次逼近式ADC都带有采样保持电路，对直流和交流信号都可以处理。它的精度主要取决于其内部DAC的精度。为了提高DAC的精度，现在普遍采用对薄膜电阻进行激光修整。现代新技术采用CMOS开关电容器电荷再分配方法制造DAC。对于高于12位的ADC，利用附加的DAC和相应的逻辑电路构成片内自动校正电路，可达到激光修整薄膜电阻的效果，且又大大降低了成本。因此，整个ADC可按照标准亚微米CMOS工艺制造，且主要适用于中等转换速率小于每秒钟内，1ms一次和中等分辨率12或16位应用场合。目前,16位逐次逼近式ADC的采样速率可达到每秒钟内，1ms一次。,2并行或称闪烁式ADC。并行或称闪烁式ADC是一种转换速率最快的ADC。它采用了大量的比较器和电阻器，一个N位闪烁式ADC需要2n个电阻器和2n-1个比较器。有关电路结构下面将进一步介绍。并行ADC要实现快速转换，每个比较器必须在相当高的功率状态下工作。如果要求提高其分辨率，除了增加比较器和电阻器的数量以外，基准电阻链上的每个电阻都要很低，以对快速比较器提供足够大的偏置电流，从而要求基准电压源必须提供相当大的电流＞10mA。因此，并行ADC存在的问题是分辨率有限，功耗大和芯片尺寸大从而成本高。,3分级式ADC。虽然制造高分辨率的闪烁式ADC是不现实的，但是将两个或多个较低分辨率的闪烁式ADC组合起来构成一个高分辨率、高转换速率的ADC却是能做到的，这就是当前很流行的分级式ADC，又称流水线或多级式ADCSubranging，Piplined，MultistagerMultistepADC。,由两级4位闪烁式ADC构成的8位分级式ADC的基本结构框图如图3－32所示。转换过程分两步首先，第一级4位闪烁式ADC完成高4位转换，并且将其4位二进制输出加到一个4位DAC;然后，从采样保持放大器保持的模拟输入信号减去DAC的输出,得到的剩余信号经放大后加到第二级4位闪烁式ADC，得到低4位ADC输出。最后将两级ADC的输出合并成8位二进制输出。,图3－32分级式ADC结构框图,分级式ADC的转换速率的限制因素之一是第一级ADC和DAC的建立时间及精度。虽然第一级转换仅有4位，但它的精度必须优于8位。两级转换间的任何失配都会影响整个ADC的传递函数。如果第一级剩余信号范围不能充满第二级闪烁式ADC的量程，就会产生线性误差或可能产生失码现象。为了解决这个问题，现代的分级式ADC都带有数字误差校正电路。这种ADC又称为数字校正分级式ADCDigitallyCorrectedSubrangingADC，简称DCS式ADC。,这种分级式ADC的转换速率虽然没有单纯的闪烁式ADC快，但它比逐次逼近式ADC要快得多，而且在分辨率相同的情况下其电路的复杂性和功耗大大低于闪烁式ADC。根据分级式ADC的电路结构，在使用时应考虑的主要误差源有最终闪烁式ADC引起的线性误差，内部DAC引起的线性误差和增益误差，剩余信号放大器引起的增益误差，对薄膜电阻进行激光修整造成的误差及内部调整误差。,4每级一位式ADC。采用每级一位完成A/D转换可以有各种各样的电路结构。实际上每级一位不带误差校正的分级式ADC就是其中一种形式。每级一位ADCBitPerStageADC目前主要有两类。一类是脉动Ripple式ADC或串行二进制码输出ADC。这种ADC的主要问题是剩余输出信号波形的不连续性，必须提供足够快的建立时间使这些瞬变过程传播到所有级，并稳定在最后一级比较器的输入端，因此采用这种结构工作在高速状态的前景是暗淡的。为了解决脉动式ADC存在的问题，有人根据绝对值放大器或幅值放大器原理将其改进成折叠式ADC（FoldingConverter或串行格雷码输出ADC，又称MagAmpADC。,这种结构的ADC高速工作的关键是折叠级。现代集成电路设计采用电流控制开环增益
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