电力拖动自动控制系统—交流部分.ppt

笼型异步电机变压变频调速系统（VVVF系统）转差功率不变型调速系统,电力拖动自动控制系统,第6章,概述,异步电机的变压变频调速系统一般简称为变频调速系统。由于在调速时转差功率不随转速而变化，调速范围宽，无论是高速还是低速时效率都较高，在采取一定的技术措施后能实现高动态性能，可与直流调速系统媲美。因此现在应用面很广，是本篇的重点。,本章提要,变压变频调速的基本控制方式异步电动机电压－频率协调控制时的机械特性*电力电子变压变频器的主要类型变压变频调速系统中的脉宽调制（PWM）技术基于异步电动机稳态模型的变压变频调速异步电动机的动态数学模型和坐标变换基于动态模型按转子磁链定向的矢量控制系统基于动态模型按定子磁链控制的直接转矩控制系统,6.1变压变频调速的基本控制方式,在进行电机调速时，常须考虑的一个重要因素是希望保持电机中每极磁通量m为额定值不变。如果磁通太弱，没有充分利用电机的铁心，是一种浪费；如果过分增大磁通，又会使铁心饱和，从而导致过大的励磁电流，严重时会因绕组过热而损坏电机。,,对于直流电机，励磁系统是独立的，只要对电枢反应有恰当的补偿，m保持不变是很容易做到的。在交流异步电机中，磁通m由定子和转子磁势合成产生，要保持磁通恒定就需要费一些周折了。,定子每相电动势,,（6-1）,式中Eg气隙磁通在定子每相中感应电动势的有效值，单位为V；,定子频率，单位为Hz；,定子每相绕组串联匝数；,基波绕组系数；,每极气隙磁通量，单位为Wb。,f1,Ns,kNs,m,,由式（6-1）可知，只要控制好Eg和f1，便可达到控制磁通m的目的，对此，需要考虑基频（额定频率）以下和基频以上两种情况。,1.基频以下调速,由式（6-1）可知，要保持m不变，当频率f1从额定值f1N向下调节时，必须同时降低Eg，使,,常值（6-2）,即采用恒值电动势频率比的控制方式。,,,,恒压频比的控制方式,然而，绕组中的感应电动势是难以直接控制的，当电动势值较高时，可以忽略定子绕组的漏磁阻抗压降，而认为定子相电压Us≈Eg，则得（6-3）这是恒压频比的控制方式。,,但是，在低频时Us和Eg都较小，定子阻抗压降所占的份量就比较显著，不再能忽略。这时，需要人为地把电压Us抬高一些，以便近似地补偿定子压降。带定子压降补偿的恒压频比控制特性示于下图中的b线，无补偿的控制特性则为a线。,带压降补偿的恒压频比控制特性,,,a无补偿,b带定子压降补偿,2.基频以上调速,在基频以上调速时，频率应该从f1N向上升高，但定子电压Us却不可能超过额定电压UsN，最多只能保持UsUsN，这将迫使磁通与频率成反比地降低，相当于直流电机弱磁升速的情况。把基频以下和基频以上两种情况的控制特性画在一起，如下图所示。,,变压变频控制特性,图6-2异步电机变压变频调速的控制特性,,,,,,Us,,,ΦmN,Φm,,如果电机在不同转速时所带的负载都能使电流达到额定值，即都能在允许温升下长期运行，则转矩基本上随磁通变化，按照电力拖动原理，在基频以下，磁通恒定时转矩也恒定，属于“恒转矩调速”性质，而在基频以上，转速升高时转矩降低，基本上属于“恒功率调速”。,6.2异步电动机电压－频率协调控制时的机械特性,本节提要恒压恒频正弦波供电时异步电动机的机械特性基频以下电压-频率协调控制时的机械特性基频以上恒压变频时的机械特性恒流正弦波供电时的机械特性,6.2.1恒压恒频正弦波供电时异步电动机的机械特性,第5章式（5-3）已给出异步电机在恒压恒频正弦波供电时的机械特性方程式Tefs。当定子电压Us和电源角频率1恒定时，可以改写成如下形式,（6-4）,,特性分析,当s很小时，可忽略上式分母中含s各项，则（6-5）也就是说，当s很小时，转矩近似与s成正比，机械特性Tef（s）是一段直线，见图6-3。,特性分析（续）,当s接近于1时，可忽略式（6-4）分母中的Rr，则,（6-6）,即s接近于1时转矩近似与s成反比，这时，Tef（s）是对称于原点的一段双曲线。,,机械特性,当s为以上两段的中间数值时，机械特性从直线段逐渐过渡到双曲线段，如图所示。,,,,,sm,图6-3恒压恒频时异步电机的机械特性,6.2.2基频以下电压-频率协调控制时的机械特性,由式（6-4）机械特性方程式可以看出，对于同一组转矩Te和转速n（或转差率s）的要求，电压Us和频率1可以有多种配合。在Us和1的不同配合下机械特性也是不一样的，因此可以有不同方式的电压－频率协调控制。,1.恒压频比控制（Us/1）,在第6-1节中已经指出，为了近似地保持气隙磁通不变，以便充分利用电机铁心，发挥电机产生转矩的能力，在基频以下须采用恒压频比控制。这时，同步转速自然要随频率变化。,,,（6-7）,,,在式（6-5）所表示的机械特性近似直线段上，可以导出,（6-9）,带负载时的转速降落为,（6-8）,,由此可见，当Us/1为恒值时，对于同一转矩Te，s1是基本不变的，因而n也是基本不变的。这就是说，在恒压频比的条件下改变频率1时，机械特性基本上是平行下移，如图6-4所示。它们和直流他励电机变压调速时的情况基本相似。,,所不同的是，当转矩增大到最大值以后，转速再降低，特性就折回来了。而且频率越低时最大转矩值越小，可参看第5章式（5-5），对式（5-5）稍加整理后可得,（6-10）,,可见最大转矩Temax是随着的1降低而减小的。频率很低时，Temax太小将限制电机的带载能力，采用定子压降补偿，适当地提高电压Us，可以增强带载能力，见图6-4。,,机械特性曲线,,,,,,,,,,,,,图6-4恒压频比控制时变频调速的机械特性,补偿定子压降后的特性,2.恒Eg/1控制,,下图再次绘出异步电机的稳态等效电路，图中几处感应电动势的意义如下Eg气隙（或互感）磁通在定子每相绕组中的感应电动势；Es定子全磁通在定子每相绕组中的感应电动势；Er转子全磁通在转子绕组中的感应电动势（折合到定子边）。,异步电动机等效电路,,特性分析,如果在电压－频率协调控制中，恰当地提高电压Us的数值，使它在克服定子阻抗压降以后，能维持Eg/1为恒值（基频以下），则由式（6-1）可知，无论频率高低，每极磁通m均为常值。,,特性分析（续）,由等效电路可以看出,（6-11）,代入电磁转矩关系式，得,（6-12）,特性分析（续）,利用与前相似的分析方法，当s很小时，可忽略式（6-12）分母中含s项，则,（6-13）,这表明机械特性的这一段近似为一条直线。,特性分析（续）,当s接近于1时，可忽略式（6-12）分母中的Rr2项，则,（6-14）,s值为上述两段的中间值时，机械特性在直线和双曲线之间逐渐过渡，整条特性与恒压频比特性相似。,性能比较,但是，对比式（6-4）和式（6-12）可以看出，恒Eg/1特性分母中含s项的参数要小于恒Us/1特性中的同类项，也就是说，s值要更大一些才能使该项占有显著的份量，从而不能被忽略，因此恒Eg/1特性的线性段范围更宽。,性能比较（续）,将式（6-12）对s求导，并令dTe/ds0，可得恒Eg/1控制特性在最大转矩时的转差率,,（6-15）,和最大转矩,（6-16）,性能比较（续）,值得注意的是，在式（6-16）中，当Eg/1为恒值时，Temax恒定不变，如下图所示，其稳态性能优于恒Us/1控制的性能。这正是恒Eg/1控制中补偿定子压降所追求的目标。,,机械特性曲线,,,,,,Temax,恒Eg/1控制时变频调速的机械特性,3.恒Er/1控制,如果把电压－频率协调控制中的电压再进一步提高，把转子漏抗上的压降也抵消掉，得到恒Er/1控制，那么，机械特性会怎样呢由此可写出,,（6-17）,,,代入电磁转矩基本关系式，得,（6-18）,现在，不必再作任何近似就可知道，这时的机械特性完全是一条直线，见图6-6。,,几种电压－频率协调控制方式的特性比较,图6-6不同电压－频率协调控制方式时的机械特性,恒Er/1控制,恒Eg/1控制,恒Us/1控制,a,b,c,,,,,,,,,显然，恒Er/1控制的稳态性能最好，可以获得和直流电机一样的线性机械特性。这正是高性能交流变频调速所要求的性能。现在的问题是，怎样控制变频装置的电压和频率才能获得恒定的Er/1呢,,按照式（6-1）电动势和磁通的关系，可以看出，当频率恒定时，电动势与磁通成正比。在式（6-1）中，气隙磁通的感应电动势Eg对应于气隙磁通幅值m，那么，转子全磁通的感应电动势Er就应该对应于转子全磁通幅值rm,（6-19）,,由此可见，只要能够按照转子全磁通幅值rmConstant进行控制，就可以获得恒Er/1了。这正是矢量控制系统所遵循的原则，下面在第6-7节中将详细讨论。,4．几种协调控制方式的比较,综上所述，在正弦波供电时，按不同规律实现电压－频率协调控制可得不同类型的机械特性。,（1）恒压频比（Us/1Constant）控制最容易实现，它的变频机械特性基本上是平行下移，硬度也较好，能够满足一般的调速要求，但低速带载能力有些差强人意，须对定子压降实行补偿。,,,（2）恒Eg/1控制是通常对恒压频比控制实行电压补偿的标准，可以在稳态时达到rmConstant，从而改善了低速性能。但机械特性还是非线性的，产生转矩的能力仍受到限制。,,（3）恒Er/1控制可以得到和直流他励电机一样的线性机械特性，按照转子全磁通rm恒定进行控制，即得Er/1Constant而且，在动态中也尽可能保持rm恒定是矢量控制系统的目标，当然实现起来是比较复杂的。,6.2.3基频以上恒压变频时的机械特性,性能分析在基频以上变频调速时，由于定子电压UsUsN不变，式（6-4）的机械特性方程式可写成,,（6-20）,,,性能分析（续）,而式（6-10）的最大转矩表达式可改写成（6-21）同步转速的表达式仍和式（6-7）一样。,,机械特性曲线,恒功率调速,,由此可见，当角频率提高时，同步转速随之提高，最大转矩减小，机械特性上移，而形状基本不变，如图所示。,图6-7基频以上恒压变频调速的机械特性,,由于频率提高而电压不变，气隙磁通势必减弱，导致转矩的减小，但转速升高了，可以认为输出功率基本不变。所以基频以上变频调速属于弱磁恒功率调速。最后，应该指出，以上所分析的机械特性都是在正弦波电压供电下的情况。如果电压源含有谐波，将使机械特性受到扭曲，并增加电机中的损耗。因此在设计变频装置时，应尽量减少输出电压中的谐波。,6.2.4恒流正弦波供电时的机械特性,在变频调速时，保持异步电机定子电流的幅值恒定，叫作恒流控制，电流幅值恒定是通过带PI调节器的电流闭环控制实现的，这种系统不仅安全可靠而且具有良好的动静态性能。恒流供电时的机械特性与上面分析的恒压机械特性不同，现进行分析。,转子电流计算,设电流波形为正弦波，即忽略电流谐波，由异步电动机等效电路图所示的等效电路在恒流供电情况下可得,,转子电流计算（续）,电流幅值为（6-22）,,电磁转矩公式,将式（6-22）代入电磁转矩表达式得（6-23）,,,最大转矩及其转差率,取dTe/dt0，可求出恒流机械特性的最大转矩值（6-24）产生最大转矩时的转差率为（6-25）,,,机械特性曲线,按上式绘出不同电流、不同频率下的恒流机械特性示于图6-8。,,性能比较,第5章式（5-4）和（5-5）给出了恒压机械特性的最大转差率和最大转矩，现再录如下（5-4）（5-5）,,,性能比较（续）,比较恒流机械特性与恒压机械特性，由上述表达式和特性曲线可得以下的结论（1）恒流机械特性与恒压机械特性的形状相似，都有理想空载转速点（s0，Te0）和最大转矩点（sm，Temax）。,,性能比较（续）,,,（3）恒流机械特性的最大转矩值与频率无关，恒流变频时最大转矩不变，但改变定子电流时，最大转矩与电流的平方成正比。,性能比较（续）,,,,变压变频器简介一、交直交和交交变频器1、交直交变频器二极管组成整流电路，全控型功率器件组成脉宽调制逆变器。特点①结构简单②调速范围和稳态性能好③提高动态性能④电源侧功率因数高2、交交变频,,二、电压源和电流源型逆变器1、区别中间环节2、性能区别①无功能量缓冲②能量回馈③动态响应④应用场合,6.2.5异步电机的几种稳态等效电路,（1）异步电机等效电路的通用形式假设1、忽略空间和时间的谐波2、忽略磁饱和3、忽略铁损电机学中把转子侧的量折算到定子侧，折算的原则保持电机气隙磁通不变，但是这种方法不是唯一的，例如按定子总磁链恒定的原则进行折算，按转子总磁链恒定的原则进行折算。其中按转子总磁链恒定的原则进行折算，有重要意义。,6.2.5异步电机的几种稳态等效电路,因为只有在按转子总磁链恒定的情况下异步电动机电磁转矩才与转差成正比。这是转差控制和转差矢量控制的理论基础。为折算系数转子折算到定子侧的电压和电流为正弦波稳定供电时异步机已电感表示的通用稳态等效电路如下，,吉林大学远程教育,下图为通用稳态电路时异步电机稳态等值电路励磁回路代表电机的气隙磁链其电路是电机学中的等值电路,,,,,,,,,,,,,,,,,U1,,I1,R1,R2/S,,I2,,Im,,Em,6.2.5异步电机的几种稳态等效电路,时的突出转子磁链的”T-1”型等值电路励磁回路代表转子总磁链，用于分析转子磁链守恒的情况，电路和向量图如下,,,,,,,,,,,,U1,,I1,R1,,I2/,,,,,Im,,,R2/S,,R2/S,“T-1型”等值电路,6.2.5异步电机的几种稳态等效电路,“T-1”型等值电路的相量图如下,,,,,,,,,,0,6.2.5异步电机的几种稳态等效电路,6.2.5异步电机的几种稳态等效电路,转矩电流定义为，定子电流可以分解为励磁电流分量和转矩电流分量，相量图以为中心，不出现气隙磁通进而又转矩表达式T-1型电路适用于矢量控制分别对，进行控制使转矩在静态和动态都得到控制。,6.2.6变压变频器,一、交直交变频器1、结构简单2、调速范围宽、稳态性能好3、有良好的动态性能4、电源侧功率因数高二、交交变频器,,三、电压源性变频器和电流源性变频器性能区别1、无功能量的缓冲2、能量的回馈3、动态响应4、应用场合,小结,电压Us与频率1是变频器异步电动机调速系统的两个独立的控制变量，在变频调速时需要对这两个控制变量进行协调控制。在基频以下，有三种协调控制方式。采用不同的协调控制方式，得到的系统稳态性能不同，其中恒Er/1控制的性能最好。在基频以上，采用保持电压不变的恒功率弱磁调速方法。,6.4变压变频调速系统中的脉宽调制PWM技术,本节提要问题的提出正弦波脉宽调制SPWM技术消除指定次数谐波的PWMSHEPWM控制技术电流滞环跟踪PWMCHBPWM控制技术电压空间矢量PWMSVPWM控制技术（或称磁链跟踪控制技术）,问题的提出,早期的交-直-交变压变频器所输出的交流波形都是六拍阶梯波（对于电压型逆变器）或矩形波（对于电流型逆变器），这是因为当时逆变器只能采用半控式的晶闸管，其关断的不可控性和较低的开关频率导致逆变器的输出波形不可能近似按正弦波变化，从而会有较大的低次谐波，使电机输出转矩存在脉动分量，影响其稳态工作性能，在低速运行时更为明显。,六拍逆变器主电路结构,六拍逆变器的谐波,,为了改善交流电动机变压变频调速系统的性能，在出现了全控式电力电子开关器件之后，科技工作者在20世纪80年代开发了应用PWM技术的逆变器。由于它的优良技术性能，当今国内外各厂商生产的变压变频器都已采用这种技术，只有在全控器件尚未能及的特大容量时才属例外。,吉林大学远程教育,PWM技术就是利用半导体器件的开通和关断把直流电压变成一定形状的电压脉冲序列，以实现变频、变压并有效控制和消除谐波的一门技术。我们把PWM技术分为三类1、正弦PWM技术（电压、电流、磁通为正弦目的各种PWM方案）2、优化PWM技术3、随机PWM技术,吉林大学远程教育,优化PWM技术一般用于实现特定的优化目标例如提高电压利用率、转矩脉动最小、效率最优等，但存在算法复杂、难于实时控制等问题。普通的PWM逆变器的电压和电流中含有谐波使电机绕组产出噪声可以采用随机PWM方法改变谐波的频谱分布，使逆变器的输出电压、电流的谐波均匀分布在较宽的频带范围内。,吉林大学远程教育,PWM控制性能指标PWM控制引起的问题主要是电流畸变开关损耗、转矩脉动。这些影响用性能指标来描述。为不同的PWM设计和选择提供依据1、电流谐波电流谐波的有效值为,为电流的基本分量,吉林大学远程教育,电流谐波畸变率THD,2、谐波频谱各频率分量在非正弦电流中占份额用谐波电流谱表达，,3、最大调制度m调制信号的峰值U1m和三角,吉林大学远程教育,载波信号峰值之比，理想情况下m在0和1之间，实际上小于1，N较大时m0.80.9，它体现了直流母线电压的利用率。4、谐波转矩,脉动转矩的标幺值用下式表示式中为最大气隙,,转矩，为电机额定转矩。（谐波转矩由谐波电流产生，但是它们没有精确关系）5、开关频率和开关损耗，开关频率增加可以使逆变器的交流侧的电流畸变减少提高系统的性能，但是开关频率不能随便增加开关损耗和开关频率成正比同时大功率器件开关频率比较低，同时对于频率大于9,,KHz的功率变换器的电磁兼容性有严格的规定。,6.4.1正弦波脉宽调制SPWM技术,1.PWM调制原理以正弦波作为逆变器输出的期望波形，以频率比期望波高得多的等腰三角波作为载波（Carrierwave），并用频率和期望波相同的正弦波作为调制波（Modulationwave），当调制波与载波相交时，由它们的交点确定逆变器开关器件的通断时刻，从而获得在正弦调制波的半个周期内呈两边窄中间宽的一系列等幅不等宽的矩形波。,,,,,,,,,,,,,按照波形面积相等的原则，每一个矩形波的面积与相应位置的正弦波面积相等，因而这个序列的矩形波与期望的正弦波等效。这种调制方法称作正弦波脉宽调制（Sinusoidalpulsewidthmodulation，简称SPWM），这种序列的矩形波称作SPWM波。,2.SPWM控制方式,如果在正弦调制波的半个周期内，三角载波只在正或负的一种极性范围内变化，所得到的SPWM波也只处于一个极性的范围内，叫做单极性控制方式。如果在正弦调制波半个周期内，三角载波在正负极性之间连续变化，则SPWM波也是在正负之间变化，叫做双极性控制方式。,单相桥式PWM逆变电路,,,,（1）单极性PWM控制方式,,（2）双极性PWM控制方式,,,（3）逆变器输出电压与脉宽的关系单极性为例，逆变电压对电机而言有用的是基波电压图6-18为例半个周期内有N个脉冲，各脉冲宽度不同但中心间距一样，等于三角载波的周期第i个脉冲的宽度为中心点相位角为，从原点有半个三角波。,,输出电压的波形正、负半波，左、右对称，是奇函数，展成级数为,ut代表N个矩形脉冲的函数，先求出每个脉冲的初始和终止相位角，设逆变器输出正弦波电压幅值为，由面积一致的关系有,,下列方程第i个脉冲起始相位角和终止角为带入中,,所以K1带入得到输出电压基波的幅值N比较大所以有,可见输出电压基波幅值与各项脉宽成正比，说明调节参考信号的幅值从而改变各个脉冲的宽度，实现了逆变器对电压基波的平滑调节.,,把带入上式有下式成立,除N1外三角级数关系成立,则有说明输出电压的基波正是调制所要求的正弦波。同时说明这种逆变器有效抑制k2N-1次以下谐波但存在高次谐波。,3.PWM控制电路,模拟电子电路采用正弦波发生器、三角波发生器和比较器来实现上述的SPWM控制；数字控制电路硬件电路；软件实现。,模拟电子电路,数字控制电路,SPWM生成方法自然采样法只是把同样的方法数字化，自然采样法的运算比较复杂；规则采样法在工程上更实用的简化方法，由于简化方法的不同，衍生出多种规则采样法。,,当载波比为N时逆变器输出一个周期内调制波与载波有2N个交点，三角载波一个周期间与正弦波相交两次，相应的功率器件导通和关断一次，要准确生成SPWM波形的计算器件的开关时间，器件导通的时间就是脉冲宽度，关段时间就是间隙时间，时间的计算可有软件,,实现，时间的控制有定时器完成，按正弦波与三角波的交点进行脉冲宽度和间隙时间的采样生成SPWM波形称为自然采用法。,,（2）规则采样法,,规则采样法原理,三角波两个正峰值之间为一个采样周期Tc自然采样法中，脉冲中点不和三角波一周期的中点（即负峰点）重合规则采样法使两者重合，每个脉冲的中点都以相应的三角波中点为对称，使计算大为简化,,在三角波的负峰时刻tD对正弦信号波采样得D点，过D作水平直线和三角波分别交于A、B点，在A点时刻tA和B点时刻tB控制开关器件的通断脉冲宽度d和用自然采样法得到的脉冲宽度非常接近,规则采样法原理,正弦调制信号波式中，M称为调制度，0≤a1；r为信号波角频率。从图中可得,,因此可得三角波一周期内，脉冲两边间隙宽度,,根据上述采样原理和计算公式，可以用计算机实时控制产生SPWM波形，具体实现方法有查表法可以先离线计算出相应的脉宽d等数据存放在内存中，然后在调速系统实时控制过程中通过查表和加、减运算求出各相脉宽时间和间隙时间。,,实时计算法事先在内存中存放正弦函数和Tc/2值，控制时先查出正弦值，与调速系统所需的调制度M作乘法运算，再根据给定的载波频率查出相应的Tc/2值，由计算公式计算脉宽时间和间隙时间。,,由于PWM变压变频器的应用非常广泛，已制成多种专用集成电路芯片作为SPWM信号的发生器，后来更进一步把它做在微机芯片里面，生产出多种带PWM信号输出口的电机控制用的8位、16位微机芯片和DSP。,,规则采样法容易实现控制线性度好但是电压利用率低（输出电压的有效值只有进线电压的0.864倍）现在常用的是三次谐波注入法是在正弦调制波上叠加3的整数倍的谐波作为调制波。之所以添加3的整数倍的谐波，利用一个事实变频器输出的三相线电压相位差是,,120度，即使输出线电压中3的整数倍数次的谐波相互抵消了。以3次谐波为例调制比和输出电压仍为线性，m1.2时电压利用率提高了20，m大于1.2时控制规律不是线性。,4.PWM调制方法,载波比载波频率fc与调制信号频率fr之比N，既Nfc/fr根据载波和信号波是否同步及载波比的变化情况，PWM调制方式分为异步调制和同步调制。,（1）异步调制,异步调制载波信号和调制信号不同步的调制方式。通常保持fc固定不变，当fr变化时，载波比N是变化的；在信号波的半周期内，PWM波的脉冲个数不固定，相位也不固定，正负半周期的脉冲不对称，半周期内前后1/4周期的脉冲也不对称；,,当fr较低时，N较大，一周期内脉冲数较多，脉冲不对称产生的不利影响都较小；当fr增高时，N减小，一周期内的脉冲数减少，PWM脉冲不对称的影响就变大。,（2）同步调制,同步调制N等于常数，并在变频时使载波和信号波保持同步。基本同步调制方式，fr变化时N不变，信号波一周期内输出脉冲数固定；三相电路中公用一个三角波载波，且取N为3的整数倍，使三相输出对称；,,为使一相的PWM波正负半周镜对称，N应取奇数；fr很低时，fc也很低，由调制带来的谐波不易滤除；fr很高时，fc会过高，使开关器件难以承受。,同步调制三相PWM波形,,（3）分段同步调制,把fr范围划分成若干个频段，每个频段内保持N恒定，不同频段N不同；在fr高的频段采用较低的N，使载波频率不致过高；在fr低的频段采用较高的N，使载波频率不致过低；,,分段同步调制方式,,（4）混合调制,可在低频输出时采用异步调制方式，高频输出时切换到同步调制方式，这样把两者的优点结合起来，和分段同步方式效果接近。,5.PWM逆变器主电路及输出波形,,图6-20三相桥式PWM逆变器的双极性SPWM波形,,图6-20为三相PWM波形，其中urU、urV、urW为U，V，W三相的正弦调制波，uc为双极性三角载波；uUN’、uVN’、uWN’为U，V，W三相输出与电源中性点N’之间的相电压矩形波形；uUV为输出线电压矩形波形，其脉冲幅值为Ud和-Ud；uUN为三相输出与电机中点N之间的相电压。,*6.4.2电流正弦PWM控制技术,应用PWM控制技术的变压变频器一般都是电压源型的，它可以按需要方便地控制其输出电压，为此前面两小节所述的PWM控制技术都是以输出电压近似正弦波为目标的。,,但是，在电流电机中，实际需要保证的应该是正弦波电流，因为在交流电机绕组中只有通入三相平衡的正弦电流才能使合成的电磁转矩为恒定值，不含脉动分量。因此，若能对电流实行闭环控制，以保证其正弦波形，显然将比电压开环控制能够获得更好的性能。,,常用的一种电流闭环控制方法是电流滞环跟踪PWM（CurrentHysteresisBandPWMCHBPWM）控制，具有电流滞环跟踪PWM控制的PWM变压变频器的A相控制原理图示于图6-22。,,1.滞环比较方式电流跟踪控制原理,图6-22电流滞环跟踪控制的A相原理图,,图中，电流控制器是带滞环的比较器，环宽为2h。将给定电流i*a与输出电流ia进行比较，电流偏差ia超过时h，经滞环控制器HBC控制逆变器A相上（或下）桥臂的功率器件动作。B、C二相的原理图均与此相同。,,采用电流滞环跟踪控制时，变压变频器的电流波形与PWM电压波形示于图6-23。如果，ia0,,iA0,,1、假设逆变电路采用SPWM控制。2、电动机的电流为正弦波形，有功率因数角3、不考虑开关器件的反向存储时间。A向输出理想SPWM相电压波形为如图A考虑死区的关系实际的A桥的驱动信号如图B和C所示，图D为实际的输出相电压波形,,它与理想波形不同有死区畸变，死区中上下两个桥臂没有驱动信号，桥臂的工作状态取决于该相电流的方向和续流二极管VD1和VD4的作用。VT1导通后A点的电位为VT1关断后由于死区的存在VT4不会立刻导通由于电机是感性负载电机绕组中的电流不会立刻反向，而是,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,A,C,E,D,F,B,,通过VD1或VD4续流上图F画出A相的电流iA的波形落后相电压基波的相位角按照调制频率正弦变化，其半周的时间远大于SPWM波的单个脉冲的宽度，当iA〉0时VT1关断后通过VD4续流A点的电位当iA0时通过VD1续流A点的电位当VT4关断VT1导,通间死区td内续流的情况也是如此，当iA大于零时变频器实际输出电压的波形的负脉冲加宽正脉冲变窄，当iA小于零时则反之。可见由于死区的存在使变压变频器实际输出电压发生的畸变，不同于理想情况。波形与之差为一系列脉冲电压称为偏差脉冲图E所示宽度为td幅值为极性与iA相反，一个周期内其脉冲的个数与SPWM波的开关频率有关,,2、死区对变压变频器输出电压的影响把图E的偏差电压脉冲序列等效为一个矩形的偏差电压取平均电压如图虚线。T1变频器的输出电压的基波的周期，N为SPWM波的载波比，Nft/frft为三角载波频率fr为参考调制波频率，,,td为死区时间，由级数分解的偏差电压基波分量幅值为上式表明一定的直流侧电压和变压变频器输出频率下，偏差电压基波值与死去时间和载波比乘积成正比，还与开关器件的类型有关死区对变压变频器的输出电压有如下影响,,1、死区形成的偏差电压使SPWM变压变频器实际输出基波电压的幅值比理想输出的基波电压幅值减小，从图中看到时反向是实际输出电压比理想的情况小。由于电机是感性负载存在功率因数角，实际输出电压被抵消的小一些，功率因数角越大死区的影响越小，,,随着变压变频器的频率的减小，死区的影响越大。用基波电压偏差系数说明方式c为比例系数，f1为输出电压的基波频率，,交流变频传动中一般采用恒压频比控制,式中表明f1降低N会增大，所以增大说明死区引起电压偏差的相对作用更大了,6.5基于异步电动机稳态模型的变压变频调速,本节提要转速开环恒压频比控制调速系统通用变频器-异步电动机调速系统转速闭环转差频率控制的变压变频调速系统,引言,直流电机的主磁通和电枢电流分布的空间位置是确定的，而且可以独立进行控制，交流异步电机的磁通则由定子与转子电流合成产生，它的空间位置相对于定子和转子都是运动的，除此以外，在笼型转子异步电机中，转子电流还是不可测和不可控的。因此，异步电机的动态数学模型要比直流电机模型复杂得多，在相当长的时间里，人们对它的精确表述不得要领。,,好在不少机械负载，例如风机和水泵，并不需要很高的动态性能，只要在一定范围内能实现高效率的调速就行，因此可以只用电机的稳态模型来设计其控制系统。异步电机的稳态数学模型如本章第6.2节所述，为了实现电压-频率协调控制，可以采用转速开环恒压频比带低频电压补偿的控制方案，这就是常用的通用变频器控制系统。,,如果要求更高一些的调速范围和起制动性能，可以采用转速闭环转差频率控制的方案。本节中将分别介绍这两类基于稳态数学模型的变压变频调速系统。,6.5.1转速开环恒压频比控制调速系统通用变频器-异步电动机调速系统,概述现代通用变频器大都是采用二极管整流和由快速全控开关器件IGBT或功率模块IPM组成的PWM逆变器，构成交-直-交电压源型变压变频器，已经占领了全世界0.5500KVA中、小容量变频调速装置的绝大部分市场。,所谓“通用”，包含着两方面的含义（1）可以和通用的笼型异步电机配套使用；（2）具有多种可供选择的功能，适用于各种不同性质的负载。系统介绍图6-37绘出了一种典型的数字控制通用变频器-异步电动机调速系统原理图。,,,1.系统组成,,,2.电路分析,主电路由二极管整流器UR、PWM逆变器UI和中间直流电路三部分组成，一般都是电压源型的，采用大电容C滤波，同时兼有无功功率交换的作用。,主电路（续）,限流电阻为了避免大电容C在通电瞬间产生过大的充电电流，在整流器和滤波电容间的直流回路上串入限流电阻（或电抗），通上电源时，先限制充电电流，再延时用开关K将短路，以免长期接入时影响变频器的正常工作，并产生附加损耗。,主电路（续）,泵升限制电路由于二极管整流器不能为异步电机的再生制动提供反向电流的通路，所以除特殊情况外，通用变频器一般都用电阻吸收制动能量。减速制动时，异步电机进入发电状态，首先通过逆变器的续流二极管向电容C充电，当中间直流回路的电压（通称泵升电压）升高到一定的限制值时，通过泵升限制电路使开关器件导通，将电机释放的动能消耗在制动电阻上。为了便于散热，制动电阻器常作为附件单独装在变频器机箱外边。,电力拖动自动控制系统,第四十一讲,主讲教师解小华、孙吉学时56,图6-38三相二极管整流电路的输入电流波形,主电路（续）,进线电抗器二极管整流器虽然是全波整流装置，但由于其输出端有滤波电容存在，因此输入电流呈脉冲波形，如图6-38所示。,,这样的电流波形具有较大的谐波分量，使电源受到污染。为了抑制谐波电流，对于容量较大的PWM变频器，都应在输入端设有进线电抗器，有时也可以在整流器和电容器之间串接直流电抗器。还可用来抑制电源电压不平衡对变频器的影响。,电路分析（续）,控制电路现代PWM变频器的控制电路大都是以微处理器为核心的数字电路，其功能主要是接受各种设定信息和指令，再根据它们的要求形成驱动逆变器工作的PWM信号，再根据它们的要求形成驱动逆变器工作的PWM信号。微机芯片主要采用8位或16位的单片机，或用32位的DSP，现在已有应用RISC的产品出现。,控制电路（续）,PWM信号产生可以由微机本身的软件产生，由PWM端口输出，也可采用专用的PWM生成电路芯片。检测与保护电路各种故障的保护由电压、电流、温度等检测信号经信号处理电路进行分压、光电隔离、滤波、放大等综合处理，再进入A/D转换器，输入给CPU作为控制算法的依据，或者作为开关电平产生保护信号和显示信号。,控制电路（续）,信号设定需要设定的控制信息主要有U/f特性、工作频率、频率升高时间、频率下降时间等，还可以有一系列特殊功能的设定。由于通用变频器-异步电动机系统是转速或频率开环、恒压频比控制系统，低频时，或负载的性质和大小不同时，都得靠改变U/f函数发生器的特性来补偿，使系统气隙磁通（）达到恒定，（见第6.2.2节），在通用产品中称作“电压补偿”或“转矩补偿”。,补偿方法,实现补偿的方法有两种一种是在微机中存储多条不同斜率和折线段的U/f函数，由用户根据需要选择最佳特性；另一种办法是采用霍尔电流传感器检测定子电流或直流回路电流，按电流大小自动补偿定子电压。但无论如何都存在过补偿或欠补偿的可能，这是开环控制系统的不足之处。,控制电路（续）,给定积分由于系统本身没有自动限制起制动电流的作用，因此，频定设定信号必须通过给定积分算法产生平缓升速或降速信号，升速和降速的积分时间可以根据负载需要由操作人员分别选择。综上所述，PWM变压变频器的基本控制作用如图6-39所示。近年来，许多企业不断推出具有更多自动控制功能的变频器，使产品性能更加完善，质量不断提高。,,控制电路（续）,工作频率设定,,升降速时间设定,,电压补偿设定,PWM产生,,图6-39PWM变压变频器的基本控制作用,6.5.2转速闭环转差频率控制的变压变频调速系统,0.问题的提出前节所述的转速开环变频调速系统可以满足平滑调速的要求，但静、动态性能都有限，要提高静、动态性能，首先要用转速反馈闭环控制。转速闭环系统的静特性比开环系统强，这是很明显的，但是，是否能够提高系统的动态性能呢还得进一步探讨一下。,,电力传动的基本控制规律,我们知道，任何电力拖动自动控制系统都服从于基本运动方程式提高调速系统动态性能主要依靠控制转速的变化率d/dt，根据基本运动方程式，控制电磁转矩就能控制d/dt，因此，归根结底，调速系统的动态性能就是控制转矩的能力。,,在异步电机变压变频调速系统中，需要控制的是电压（或电流）和频率，怎样能够通过控制电压（电流）和频率来控制电磁转矩，这是寻求提高动态性能时需要解决的问题。,1.转差频率控制的基本概念,直流电机的转矩与电枢电流成正比，控制电流就能控制转矩，因此，把直流双闭环调速系统转速调节器的输出信号当作电流给定信号，也就是转矩给定信号。在交流异步电机中，影响转矩的因素较多，控制异步电机转矩的问题也比较复杂。,,将,,按照第6.2.2节恒Eg/1控制（即恒m控制）时的电磁转矩公式（6-12）重写为,（6-12）,,代入上式，得,,（6-59）,令ss1，并定义为转差角频率；,，是电机的结构常数；,,,则当电机稳态运行时，s值很小，因而s也很小，只有1的百分之几，可以认为sLlr时0，当且--时1，根据不同值选择不同的电压矢量。开关信息选择器，最后由开关信息选择器综合以上信息实现正确的电压选择如图107。,开始,,,PN1,,,TQ1,,N,Y,,,,,,N,Y,,,TQ1,,,,Y,,,Y,,N,,,,N,,输出正向磁链电压,零电压,输出正向转矩电压,输出反向磁链电压,输出反向转矩电压,图107开关信息选择流程,Y,N,,可以实现1、电机的正反转控制2、一定方向运行时、实现转矩的动态控制使转矩误差在一定范围内。3、当给定转矩急剧减小时。可使电机反转起制动减速作用，动态跟踪转矩。4、转矩调节中如定子的电压降的影响过大,,使定子的磁链与给定磁链的误差超出给定的范围，则输出磁链电压。上述过程调节中改变可以改变转矩的控制精度。改变了开关的频率。系统中4、圆形磁链的控制六边形磁链产生较大的电流，和转矩脉动,均是可调量,,这种方法用在大功率领域，圆形磁链控制可以减小脉动，利用电压矢量的控制在一定容差内使磁链逼近圆形。把六边形磁链轨迹按U1、U2、U3、U4、U5、U6，的作用方向分为六个区域，如图108，每个区域满足如下