现代电力电子变换中的脉宽调制技术.ppt

现代电力电子变换中的脉宽调制技术,,2021/3/2,1,主要内容,1PWM技术简介,2逆变电路中常用的PWM,2021/3/2,3PWM技术中的特殊问题,4PWM调制的数字实现,5多电平、多重化与多相PWM,2,一PWM技术简介,2021/3/2,PWMPulseWidthModulation就是脉宽调制技术即通过对一系列脉冲的宽度进行调制，来等效的获得所需要的波形（含形状和幅值。,3,一PWM技术简介,2021/3/2,PWM控制的思想源于通信技术，全控型器件的发展使得实现PWM控制变得十分容易。PWM技术的应用十分广泛，它使电力电子装置的性能大大提高，因此在电力电子技术的发展史上占有十分重要的地位。PWM技术正是有赖于在逆变电路中的成功应用，才确定了它在电力电子技术中的重要地位。,4,1.1PWM的基本原理,1）重要理论基础面积等效原理,冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。,2021/3/2,5,6,1.1PWM的基本原理,b,图1-2冲量相等的各种窄脉冲的响应波形,具体的实例说明“面积等效原理”,a）,ut－电压窄脉冲，是电路的输入。it－输出电流，是电路的响应。,2021/3/2,1.1PWM的基本原理,若要改变等效输出正弦波幅值，按同一比例改变各脉冲宽度即可。,,SPWM波,,如何用一系列等幅不等宽的脉冲来代替一个正弦半波,,,2021/3/2,7,1.1PWM的基本原理,对于正弦波的负半周，采取同样的方法，得到PWM波形，因此正弦波一个完整周期的等效PWM波为,根据面积等效原理，正弦波还可等效为下图中的PWM波，而且这种方式在实际应用中更为广泛。,单极性,双极性,2021/3/2,8,1.1PWM的基本原理,,2021/3/2,9,二逆变电路中常用的PWM,2021/3/2,10,二逆变电路中常用的PWM,2021/3/2,11,2.1PWM逆变电路及其控制方法,目前中小功率的逆变电路几乎都采用PWM技术。逆变电路是PWM控制技术最为重要的应用场合。PWM逆变电路也可分为电压型和电流型两种，目前实用的PWM逆变电路几乎都是电压型电路。,2021/3/2,12,2.1PWM逆变电路及其控制方法,2021/3/2,13,2.1.1计算法和调制法,1）计算法,根据正弦波频率、幅值和半周期脉冲数，准确计算PWM波各脉冲宽度和间隔，据此控制逆变电路开关器件的通断，就可得到所需PWM波形。本法较繁琐，当输出正弦波的频率、幅值或相位变化时，结果都要变化。,2021/3/2,14,2.1.1计算法和调制法,工作时V1和V2通断互补，V3和V4通断也互补。以uo正半周为例，V1通，V2断，V3和V4交替通断。负载电流比电压滞后，在电压正半周，电流有一段区间为正，一段区间为负。负载电流为正的区间，V1和V4导通时，uo等于Ud。,2）调制法,图2－4单相桥式PWM逆变电路,结合IGBT单相桥式电压型逆变电路对调制法进行说明,2021/3/2,15,2.1.1计算法和调制法,2）调制法,图2－4单相桥式PWM逆变电路,V4关断时，负载电流通过V1和VD3续流，uo0负载电流为负的区间，V1和V4仍导通，io为负，实际上io从VD1和VD4流过，仍有uoUd。V4关断V3开通后，io从V3和VD1续流，uo0。uo总可得到Ud和零两种电平。uo负半周，让V2保持通，V1保持断，V3和V4交替通断，uo可得-Ud和零两种电平。,2021/3/2,16,2.1.1计算法和调制法,2）调制法,图2－4单相桥式PWM逆变电路,2021/3/2,17,2.1.1计算法和调制法,3）单极性PWM控制方式（单相桥逆变）,ur正半周，V1保持通，V2保持断。当uruc时使V4通，V3断，uoUd。当uruc时，给V1和V4导通信号，给V2和V3关断信号。如io0，V1和V4通，如io0，VD2和VD3通，uo-Ud。,图2-6双极性PWM控制方式波形,在ur和uc的交点时刻控制IGBT的通断。,2021/3/2,19,2.1.1计算法和调制法,对照上述两图可以看出，单相桥式电路既可采取单极性调制，也可采用双极性调制，由于对开关器件通断控制的规律不同，它们的输出波形也有较大的差别。,2021/3/2,20,2.1.1计算法和调制法,单极性与双极性调制的脉冲对比,2021/3/2,21,2.1.1计算法和调制法,4）双极性PWM控制方式（三相桥逆变）,图2-7三相桥式PWM型逆变电路,,2021/3/2,22,2.1.1计算法和调制法,图2-7三相桥式PWM型逆变电路,图2-8三相桥式PWM逆变电路波形,下面以U相为例分析控制规律,当urUuc时，给V1导通信号，给V4关断信号，uUN’Ud/2。当urUuc时，给V4导通信号，给V1关断信号，uUN’-Ud/2。当给V1V4加导通信号时，可能是V1V4导通，也可能是VD1VD4导通。uUN’、uVN’和uWN’的PWM波形只有Ud/2两种电平。uUV波形可由uUN’-uVN’得出，当1和6通时，uUVUd，当3和4通时，uUV－Ud，当1和3或4和6通时，uUV0。,2021/3/2,23,2.1.1计算法和调制法,输出线电压PWM波由Ud和0三种电平构成负载相电压PWM波由2/3Ud、1/3Ud和0共5种电平组成。,图2-7三相桥式PWM型逆变电路,图2-8三相桥式PWM逆变电路波形,2021/3/2,24,2.1.2异步调制和同步调制,根据载波和信号波是否同步及载波比的变化情况，PWM调制方式分为异步调制和同步调制。,通常保持fc固定不变，当fr变化时，载波比N是变化的在信号波的半周期内，PWM波的脉冲个数不固定，相位也不固定，正负半周期的脉冲不对称，半周期内前后1/4周期的脉冲也不对称当fr较低时，N较大，一周期内脉冲数较多，脉冲不对称产生的不利影响都较小当fr增高时，N减小，一周期内的脉冲数减少，PWM脉冲不对称的影响就变大,2021/3/2,25,2.1.2异步调制和同步调制,2）同步调制,载波信号和调制信号保持同步的调制方式，当变频时使载波与信号波保持同步，即N等于常数。,基本同步调制方式，fr变化时N不变，信号波一周期内输出脉冲数固定。三相电路中公用一个三角波载波，且取N为3的整数倍，使三相输出对称。为使一相的PWM波正负半周镜对称，N应取奇数。fr很低时，fc也很低，由调制带来的谐波不易滤除。fr很高时，fc会过高，使开关器件难以承受。,2021/3/2,26,2.1.2异步调制和同步调制,3）分段同步调制异步调制和同步调制的综合应用。,把整个fr范围划分成若干个频段，每个频段内保持N恒定，不同频段的N不同。在fr高的频段采用较低的N，使载波频率不致过高；在fr低的频段采用较高的N，使载波频率不致过低。,为防止fc在切换点附近来回跳动，采用滞滞环切换的方法。同步调制比异步调制复杂，但用微机控制时容易实现。可在低频输出时采用异步调制方式，高频输出时切换到同步调制方式，这样把两者的优点结合起来，和分段同步方式效果接近。,图2-11分段同步调制方式举例,2021/3/2,27,2.1.3规则采样法,1）自然采样法完全按照模拟控制的方法，计算正弦调制波与三角载波的交点，从而求出相应的脉宽和脉冲间歇时刻，生成SPWM波形，称为自然采样法由于三角波与正弦波交点有任意性,脉冲中心在一个周期内不等距,从而脉宽表达式是一个超越方程,计算繁琐,难以实时控制。,2021/3/2,28,2.1.3规则采样法,1）自然采样法按照三角形相似，有,2021/3/2,29,,这是一个超越方程。虽能确切反映正弦脉宽调制的原始方法，却不适于微机实时控制。,,2.1.3规则采样法,2）规则采样法工程实用方法，效果接近自然采样法，计算量小得多。规则采样法的出发点是设法在三角载波的特定时刻处确定正弦调制波的采样电压值，使脉冲的起始和终了时刻对称，这样就比较容易计算求出对应于每一个SPWM波的采样时刻。规则采样法的实质是用阶梯波来代替正弦波，从而简化了算法。只要载波比足够大，不同的阶梯波都很逼近正弦波，所造成的误差可以忽略不计。,2021/3/2,30,2.1.3规则采样法,三角波两个正峰值之间为一个采样周期Tc。自然采样法中，脉冲中点不和三角波负峰点重合。规则采样法使两者重合，使计算大为减化。如图所示确定A、B点，在tA和tB时刻控制开关器件的通断。脉冲宽度d和用自然采样法得到的脉冲宽度非常接近。,规则采样法原理,2021/3/2,31,2.1.3规则采样法,规则采样法计算公式推导,正弦调制信号波,三角波一周期内，脉冲两边间隙宽度,2021/3/2,32,2.1.3规则采样法,3）三相桥逆变电路的情况,2021/3/2,33,求三相脉宽时间的总和等式右边第一项相同，加起来是其三倍，第二项三相之和则为零,,2.1.4PWM逆变电路的谐波分析,使用载波对正弦信号波调制，会产生和载波有关的谐波分量。谐波频率和幅值是衡量PWM逆变电路性能的重要指标之一。分析以双极性SPWM波形为准。同步调制可看成异步调制的特殊情况，只分析异步调制方式。分析方法以载波周期为基础，再利用贝塞尔函数推导出PWM波的傅里叶级数表达式。尽管分析过程复杂，但结论简单而直观。,2021/3/2,34,2.1.4PWM逆变电路的谐波分析,,图2-13，不同a时单相桥式PWM逆变电路输出电压频谱图。,1）单相的分析结果,PWM波中不含低次谐波，只含ωc及其附近的谐波以及2ωc、3ωc等及其附近的谐波。,图2-13单相PWM桥式逆变电路输出电压频谱图,2021/3/2,35,2.1.4PWM逆变电路的谐波分析,2）三相的分析结果公用载波信号时的情况,2021/3/2,36,,2.1.4PWM逆变电路的谐波分析,三相和单相比较，共同点是都不含低次谐波，一个较显著的区别是载波角频率ωc整数倍的谐波没有了，谐波中幅值较高的是ωc2ωr和2ωcωr。SPWM波中谐波主要是角频率为ωc、2ωc及其附近的谐波，很容易滤除。当调制信号波不是正弦波时，谐波由两部分组成一部分是对信号波本身进行谐波分析所得的结果，另一部分是由于信号波对载波的调制而产生的谐波。后者的谐波分布情况和SPWM波的谐波分析一致。,谐波分析小结,2021/3/2,37,2.1.5提高直流电压利用率和减少开关次数,直流电压利用率逆变电路输出交流电压基波最大幅值U1m和直流电压Ud之比。提高直流电压利用率可提高逆变器的输出能力。减少器件的开关次数可以降低开关损耗。正弦波调制的三相PWM逆变电路，调制度a为1时，输出线电压的基波幅值为√3Ud/2，直流电压利用率为0.866，实际还更低。梯形波调制方法的思路采用梯形波作为调制信号，可有效提高直流电压利用率。当梯形波幅值和三角波幅值相等时，梯形波所含的基波分量幅值更大。,2021/3/2,38,2.1.5提高直流电压利用率和减少开关次数,图2-15梯形波为调制信号的PWM控制,1）梯形波调制方法的原理及波形,梯形波的形状用三角化率σUt/Uto描述，Ut为以横轴为底时梯形波的高，Uto为以横轴为底边把梯形两腰延长后相交所形成的三角形的高。σ0时梯形波变为矩形波，σ1时梯形波变为三角波。梯形波含低次谐波，PWM波含同样的低次谐波。低次谐波（不包括由载波引起的谐波）产生的波形畸变率为δ。,2021/3/2,39,2.1.5提高直流电压利用率和减少开关次数,图2-16，δ和U1m/Ud随σ变化的情况。,图2-17，σ变化时各次谐波分量幅值Unm和基波幅值U1m之比。,σ0.4时，谐波含量也较少，δ约为3.6，直流电压利用率为1.03，综合效果较好。,2021/3/2,40,41,2）线电压控制方式,2.1.5提高直流电压利用率和减少开关次数,对两个线电压进行控制，适当地利用多余的一个自由度来改善控制性能。目标使输出线电压不含低次谐波的同时尽可能提高直流电压利用率，并尽量减少器件开关次数。直接控制手段仍是对相电压进行控制，但控制目标却是线电压相对线电压控制方式，控制目标为相电压时称为相电压控制方式。,鞍形波的基波分量幅值大。除叠加3次谐波外，还可叠加其他3倍频的信号，也可叠加直流分量，都不会影响线电压。,2021/3/2,2.1.5提高直流电压利用率和减少开关次数,3）线电压控制方式举例,（叠加3倍次谐波和直流分量）,叠加up，既包含3倍次谐波，也包含直流分量，up大小随正弦信号的大小而变化。设三角波载波幅值为1，三相调制信号的正弦分别为urU1、urV1和urW1，并令6-12则三相的调制信号分别为,图2-19线电压控制方式举例,2021/3/2,42,2.1.5提高直流电压利用率和减少开关次数,不论urU1、urV1和urW1幅值的大小，urU、urV、urW总有1/3周期的值和三角波负峰值相等。在这1/3周期中，不对调制信号值为-1的相进行控制，只对其他两相进行控制，这种控制方式称为两相控制方式。优点（1）在1/3周期内器件不动作，开关损耗减少1/3。（2）最大输出线电压基波幅值为Ud，直流电压利用率提高。（3）输出线电压不含低次谐波，优于梯形波调制方式。,2021/3/2,43,2.2电压空间矢量PWMSVPWM,2021/3/2,44,问题的提出,经典的SPWM控制主要着眼于使变压变频器的输出电压尽量接近正弦波，并未顾及输出电流的波形。而电流滞环跟踪控制则直接控制输出电流，使之在正弦波附近变化，这就比只要求正弦电压前进了一步。然而交流电动机需要输入三相正弦电流的最终目的是在电动机空间形成圆形旋转磁场，从而产生恒定的电磁转矩。,2021/3/2,45,如果对准这一目标，把逆变器和交流电动机视为一体，按照跟踪圆形旋转磁场来控制逆变器的工作，其效果应该更好。这种控制方法称作“磁链跟踪控制”，下面的讨论将表明，磁链的轨迹是交替使用不同的电压空间矢量得到的，所以又称“电压空间矢量PWM（SVPWM，SpaceVectorPWM）控制”。,2021/3/2,46,1.空间矢量的定义,交流电动机绕组的电压、电流、磁链等物理量都是随时间变化的，分析时常用时间相量来表示，但如果考虑到它们所在绕组的空间位置，也可以如图所示，定义为空间矢量uA0，uB0，uC0。,图2-25电压空间矢量,2021/3/2,47,电压空间矢量的相互关系,定子电压空间矢量uA0、uB0、uC0的方向始终处于各相绕组的轴线上，而大小则随时间按正弦规律脉动，时间相位互相错开的角度也是120。合成空间矢量由三相定子电压空间矢量相加合成的空间矢量us是一个旋转的空间矢量，它的幅值不变，是每相电压值的3/2倍。,2021/3/2,48,电压空间矢量的相互关系（续）,当电源频率不变时，合成空间矢量us以电源角频率1为电气角速度作恒速旋转。当某一相电压为最大值时，合成电压矢量us就落在该相的轴线上。用公式表示，则有,,与定子电压空间矢量相仿，可以定义定子电流和磁链的空间矢量Is和Ψs。,2021/3/2,49,2.电压与磁链空间矢量的关系,三相的电压平衡方程式相加，即得用合成空间矢量表示的定子电压方程式为,,式中,us定子三相电压合成空间矢量；Is定子三相电流合成空间矢量；Ψs定子三相磁链合成空间矢量。,2021/3/2,50,近似关系,当电动机转速不是很低时，定子电阻压降在式中所占的成分很小，可忽略不计，则定子合成电压与合成磁链空间矢量的近似关系为,,,,,或,2021/3/2,51,磁链轨迹,当电动机由三相平衡正弦电压供电时，电动机定子磁链幅值恒定，其空间矢量以恒速旋转，磁链矢量顶端的运动轨迹呈圆形（一般简称为磁链圆）。这样的定子磁链旋转矢量可用下式表示。,,其中Ψm是磁链Ψs的幅值，1为其旋转角速度。,2021/3/2,52,由式和式可得,,上式表明，当磁链幅值一定时，us的大小与（或供电电压频率）成正比，其方向则与磁链矢量正交，即磁链圆的切线方向，,2021/3/2,53,磁场轨迹与电压空间矢量运动轨迹的关系,如图所示，当磁链矢量在空间旋转一周时，电压矢量也连续地按磁链圆的切线方向运动2弧度，其轨迹与磁链圆重合。这样，电动机旋转磁场的轨迹问题就可转化为电压空间矢量的运动轨迹问题。,图2-26旋转磁场与电压空间矢量的运动轨迹,2021/3/2,54,3.六拍阶梯波逆变器与正六边形空间旋转磁场,（1）电压空间矢量运动轨迹在常规的PWM变压变频调速系统中，异步电动机由六拍阶梯波逆变器供电，这时的电压空间矢量运动轨迹是怎样的呢为了讨论方便起见，再把三相逆变器-异步电动机调速系统主电路的原理图绘出，图2-27中六个功率开关器件都用开关符号代替，可以代表任意一种开关器件。,2021/3/2,55,图2-27三相逆变器-异步电动机调速系统主电路原理图,2021/3/2,56,开关工作状态,如果图中的逆变器采用180导通型，功率开关器件共有8种工作状态（见附表），其中6种有效开关状态；2种无效状态（因为逆变器这时并没有输出电压）上桥臂开关VT1、VT3、VT5全部导通下桥臂开关VT2、VT4、VT6全部导通,2021/3/2,57,开关状态表,2021/3/2,58,开关控制模式,对于六拍阶梯波的逆变器，在其输出的每个周期中6种有效的工作状态各出现一次。逆变器每隔/3时刻就切换一次工作状态（即换相），而在这/3时刻内则保持不变。,2021/3/2,59,（a）开关模式分析,设工作周期从100状态开始，这时VT6、VT1、VT2导通，其等效电路如图所示。各相对直流电源中点的电压都是幅值为UAO’Ud/2UBO’UCO’-Ud/2,2021/3/2,60,,（b）工作状态100的合成电压空间矢量,由图可知，三相的合成空间矢量为u1，其幅值等于Ud，方向沿A轴（即X轴）。,2021/3/2,61,,（c）工作状态110的合成电压空间矢量,u1存在的时间为/3，在这段时间以后，工作状态转为110，和上面的分析相似，合成空间矢量变成图中的u2，它在空间上滞后于u1的相位为/3弧度，存在的时间也是/3。,2021/3/2,62,（d）每个周期的六边形合成电压空间矢量,依此类推，随着逆变器工作状态的切换，电压空间矢量的幅值不变，而相位每次旋转/3，直到一个周期结束。这样，在一个周期中6个电压空间矢量共转过2弧度，形成一个封闭的正六边形，如图所示。,2021/3/2,63,（2）定子磁链矢量端点的运动轨迹,电压空间矢量与磁链矢量的关系一个由电压空间矢量运动所形成的正六边形轨迹也可以看作是异步电动机定子磁链矢量端点的运动轨迹。对于这个关系，进一步说明如下,2021/3/2,64,图2-29六拍逆变器供电时电动机电压空间矢量与磁链矢量的关系,设在逆变器工作开始时定子磁链空间矢量为1，在第一个/3期间，电动机上施加的电压空间矢量为图2-28d中的u1，把它们再画在图2-29中。按照式可以写成,2021/3/2,65,也就是说，在/3所对应的时间t内，施加u1的结果是使定子磁链1产生一个增量，其幅值|u1|与成正比，方向与u1一致，最后得到图2-29所示的新的磁链，而,,,2021/3/2,66,依此类推，可以写成的通式,,,,总之，在一个周期内，6个磁链空间矢量呈放射状，矢量的尾部都在O点，其顶端的运动轨迹也就是6个电压空间矢量所围成的正六边形。,2021/3/2,67,磁链矢量增量与电压矢量、时间增量的关系,如果u1的作用时间t小于/3，则i的幅值也按比例地减小，如图2-30中的矢量AB。可见，在任何时刻，所产生的磁链增量的方向决定于所施加的电压，其幅值则正比于施加电压的时间。,,图2-30磁链矢量增量与电压矢量、时间增量的关系,2021/3/2,68,4.电压空间矢量的线性组合与SVPWM控制,如前分析，我们可以得到的结论是如果交流电动机仅由常规的六拍阶梯波逆变器供电，磁链轨迹便是六边形的旋转磁场，这显然不象在正弦波供电时所产生的圆形旋转磁场那样能使电动机获得匀速运行。如果想获得更多边形或逼近圆形的旋转磁场，就必须在每一个期间内出现多个工作状态，以形成更多的相位不同的电压空间矢量。为此，必须对逆变器的控制模式进行改造。,2021/3/2,69,圆形旋转磁场逼近方法,PWM控制显然可以适应上述要求，问题是，怎样控制PWM的开关时间才能逼近圆形旋转磁场。目前已经有多种实现方法，例如线性组合法，三段逼近法，比较判断法等，这里只介绍线性组合法。,2021/3/2,70,基本思路,图2-31逼近圆形时的磁链增量轨迹,如果要逼近圆形，可以增加切换次数，设想磁链增量由图中的11，12，13，14这4段组成。这时，每段施加的电压空间矢量的相位都不一样，可以用基本电压矢量线性组合的方法获得。,2021/3/2,71,线性组合的方法,图2-32电压空间矢量的线性组合,图2-32表示由电压空间矢量和的线性组合构成新的电压矢量。,设在一段换相周期时间T0中，可以用两个矢量之和表示由两个矢量线性组合后的电压矢量us，新矢量的相位为。,2021/3/2,72,（1）线性组合公式,可根据各段磁链增量的相位求出所需的作用时间t1和t2。在图2-32中，可以看出,,,2021/3/2,73,（2）相电压合成公式,根据式用相电压表示合成电压空间矢量的定义，把相电压的时间函数和空间相位分开写，得,式中120。,2021/3/2,74,（3）线电压合成公式,若改用线电压表示，可得,,几种表示法的比较由图2-27可见，当各功率开关处于不同状态时，线电压可取值为Ud、0或–Ud，比用相电压表示时要明确一些。,2021/3/2,75,作用时间的确定,这样，根据各个开关状态的线电压表达式可以推出,,2021/3/2,76,令实数项和虚数项分别相等，则,,,2021/3/2,77,解t1和t2，得,,,2021/3/2,78,零矢量的使用,换相周期T0应由旋转磁场所需的频率决定，T0与t1t2未必相等，其间隙时间可用零矢量u7或u8来填补。为了减少功率器件的开关次数，一般使u7和u8各占一半时间，因此,,≥0,2021/3/2,79,电压空间矢量的扇区划分,为了讨论方便起见，可把逆变器的一个工作周期用6个电压空间矢量划分成6个区域，称为扇区（Sector），如图所示的Ⅰ、Ⅱ、、Ⅵ，每个扇区对应的时间均为/3。由于逆变器在各扇区的工作状态都是对称的，分析一个扇区的方法可以推广到其他扇区。,2021/3/2,80,图2-33电压空间矢量的放射形式和6个扇区,2021/3/2,81,在常规六拍逆变器中一个扇区仅包含两个开关工作状态。实现SVPWM控制就是要把每一扇区再分成若干个对应于时间T0的小区间。按照上述方法插入若干个线性组合的新电压空间矢量us，以获得优于正六边形的多边形（逼近圆形）旋转磁场。,2021/3/2,82,开关状态顺序原则,在实际系统中，应该尽量减少开关状态变化时引起的开关损耗，因此不同开关状态的顺序必须遵守下述原则每次切换开关状态时，只切换一个功率开关器件，以满足最小开关损耗。,2021/3/2,83,插值举例,每一个T0相当于PWM电压波形中的一个脉冲波。例如图2-32所示扇区内的区间包含t1，t2，t7和t8共4段，相应的电压空间矢量为u1，u2，u7和u8，即100，110，111和000共4种开关状态。,2021/3/2,84,为了使电压波形对称，把每种状态的作用时间都一分为二，因而形成电压空间矢量的作用序列为12788721，其中1表示作用u1，2表示作用u2，。这样，在这一个时间内，逆变器三相的开关状态序列为100，110，111，000，000，111，110，100。,2021/3/2,85,按照最小开关损耗原则进行检查，发现上述1278的顺序是不合适的。为此，应该把切换顺序改为81277218，即开关状态序列为000，100，110，111，111，110，100，000，这样就能满足每次只切换一个开关的要求了。,2021/3/2,86,T0区间的电压波形,图2-34第Ⅰ扇区内一段区间的开关序列与逆变器三相电压波形,虚线间的每一小段表示一种工作状态,,2021/3/2,87,2.3特定谐波消除法SHEPWM,2021/3/2,88,2.3.1研究背景、现状,早在上世纪60年代，F.G.Turnbull就对逆变器中谐波消除问题进行了研究1973年HasmukhS.Patel与RichardG.Hoft提出了特定消除谐波法近年来因其在大功率、多电平传动领域的优势成为研究热点,2021/3/2,89,2.3.1研究背景、现状,SHEPWM相对于传统方法的优点消除谐波次数多输出波形质量好功率开关器件开关频率低，损耗小，效率高输出滤波器易于设计不足之处问题求解困难硬件实现代价高控制系统更加复杂,2021/3/2,90,2.3.2SHEPWM的原理,,,图9三电平逆变器主电路结构图,图10输出相电压波形,2021/3/2,91,2.3.2SHEPWM的原理,A相相电压可表示为如下Fourier级数,以π为镜像对称（自动消除偶次谐波），并以π/2为偶对称（消除直流分量）,2021/3/2,92,2.3.2SHEPWM的原理,求解,即得开关角。,2021/3/2,93,2.3.3SHEPWM与SVPWM性能对比,图11350Hz开关频率SHEPWM调制的电流频谱,2021/3/2,94,2.3.3SHEPWM与SVPWM性能对比,图12SHEPWM与SVPWM电流频谱,aSHEPWM350HZ,bSVPWM350HZ,cSVPWM3500HZ,2021/3/2,95,2.3.4SHEPWM开关角的求解,2021/3/2,96,2.3.4SHEPWM开关角的求解,相电压,相电压THD,线电压,线电压THD,图SHEPWM实验波形,2021/3/2,97,A相相电压可表示为如下Fourier级数,,以π为镜像对称，并以π/2为偶对称,,,其中，,,定子谐波电流的有效值（需求解极值问题的目标函数）,2.4SHOPWM的原理,2021/3/2,98,2.4.1SHOPWM开关角的计算,2021/3/2,99,2.4.1SHOPWM开关角的计算,图12SHOPWM实验波形,线电压,相电压,负载电流,2021/3/2,100,2.5PWM跟踪控制技术,2021/3/2,101,2.5.1滞环比较方式,1跟踪型PWM变流电路中，电流跟踪控制应用最多。,图2-22滞环比较方式电流跟踪控制举例,基本原理把指令电流i*和实际输出电流i的偏差i*-i作为滞环比较器的输入。V1（或VD1）通时，i增大V2（或VD2）通时，i减小通过环宽为2DI的滞环比较器的控制，i就在i*DI和i*-DI的范围内，呈锯齿状地跟踪指令电流i*。,,2021/3/2,102,2.5.1滞环比较方式,2三相的情况,图2-25三相电流跟踪型PWM逆变电路输出波形,图2-24三相电流跟踪型PWM逆变电路,2021/3/2,103,2.5.1滞环比较方式,3采用滞环比较方式的电流跟踪型PWM变流电路有如下特点,（1）硬件电路简单。（2）实时控制，电流响应快。（3）不用载波，输出电压波形中不含特定频率的谐波。（4）和计算法及调制法相比，相同开关频率时输出电流中高次谐波含量多。（5）闭环控制，是各种跟踪型PWM变流电路的共同特点。,2021/3/2,104,2.5.1滞环比较方式,4采用滞环比较方式实现电压跟踪控制把指令电压u*和输出电压u进行比较，滤除偏差信号中的谐波，滤波器的输出送入滞环比较器，由比较器输出控制开关器件的通断，从而实现电压跟踪控制。,图2-26电压跟踪控制电路举例,,,,,2021/3/2,105,2.5.1滞环比较方式,和电流跟踪控制电路相比，只是把指令和反馈信号从电流变为电压。输出电压PWM波形中含大量高次谐波，必须用适当的滤波器滤除。u*0时，输出电压u为频率较高的矩形波，相当于一个自励振荡电路。u*为直流信号时，u产生直流偏移，变为正负脉冲宽度不等，正宽负窄或正窄负宽的矩形波。u*为交流信号时，只要其频率远低于上述自励振荡频率，从u中滤除由器件通断产生的高次谐波后，所得的波形就几乎和u*相同，从而实现电压跟踪控制。,2021/3/2,106,3PWM技术中的特殊问题,2021/3/2,3.1PWM过调制,3.2PWM死区,3.3PWM窄脉冲,3.4共模电压,107,3.1PWM过调制,2021/3/2,定义调制度为,,其中，u1为基波电压，u1six-step2/π*ud为六阶梯模式运行时的基波电压。m的范围在01之间，即最大调制度只能在六阶梯模式运行时获得。,108,3.1PWM过调制,2021/3/2,随着u*幅值的进一步增大，其端点轨迹将超出六边形，进入过调制，此时没有任何电压矢量可在Ts时间内准确合成u*，若仍按传统的调制方法计算，有些电压矢量作用时间可能为负数。如不对参考电压矢量的幅值进行限制，就会导致系统实际输出衰减，无法跟踪指令电压，输出的电压、电流波形发生畸变，对整个系统的控制产生极为不利的影响。,图3-1过调制区域的定义,109,3.1PWM过调制,2021/3/2,图3-2放大的电压轨迹图示,110,3.1PWM过调制,2021/3/2,根据,m↑，则t1与t2↑，t0↓。mmmax2时t00.u*的端点位于图示六边形内切圆上，达到最大的线性调制范围。模式I六边形的内切圆与六边形之间部分。模式II六边形的边。six-step模式u1-u6的顶点。,111,3.1PWM过调制,2021/3/2,图3-3SVPWM过调制下的电流波形内切圆过调制I区过调制II区six-setp模式,112,3.2PWM死区,2021/3/2,为什么要使用死区,IGBT开通与关断曲线,死区时间包含了最大的开关时间及额外的安全保证时间“safetytime”,113,3.2PWM死区,2021/3/2,图3-4逆变器死区图示（a）负载电流为正（b）负载电流为正负,114,3.2PWM死区,2021/3/2,图3-5死区的影响,,,加入死区,115,3.2PWM死区,2021/3/2,图3-6死区的影响,,116,,3.2PWM死区,2021/3/2,,死区补偿方法方法1修正脉冲方法2修正参考矢量,补偿原理就是设法产生一个与误差波波形（即由于设置死区，而使输出的PWM波形成为偏离正弦波的波形）相似、相位相反的补偿电压来抵消或削弱误差波的影响。,117,3.3PWM窄脉冲,2021/3/2,,逆变器输出频率接近其上下限时，零矢量或非零矢量作用时间非常短，会出现窄脉冲问题。忽略窄脉冲，会导致输出波形严重畸变，磁通波形畸变，输出起动转矩降低。窄脉冲剔除后如不进行补偿，会导致电压谐波增加、三相电压不平衡,出现偶次谐波。,118,3.3PWM窄脉冲,2021/3/2,,图3-7剔除窄脉冲的影响,119,3.3PWM窄脉冲,2021/3/2,,图3-8零序电压注入窄脉冲补偿示意图,由于tp小于最小开通脉宽为tonmin，需要将其展宽（也可以将其减小为零）至最小开通脉宽为tonmin。增加的脉冲宽度为t0，如果仅改变产生窄脉冲的这一相的输出电压而其它两相不变会导致三相不平衡，所以需要在三相都增加一个宽度为t0的正脉冲，即在三相参考电压中增加零序电压，这种方法称之为零序电压注入窄脉冲补偿方法（Zero-SequenceVoltage）。,120,3.4PWM与共模电压,2021/3/2,,共模电压即逆变器输出的零序电压，是电动机三相电压中共有的成分，对电动机的机一电能量转换，发热或噪声属性没有明显影响。但是随着PWM载波频率的不断升高，由于其高频特性和电压的快速上升，对电动机驱动系统产生的危害非常大。,定义共模电压为,其中，Vcm为共模电压；VU，VV和VW为电动机端各相相电压。,121,3.4PWM与共模电压,2021/3/2,,图3-9逆变器8种开关状态,图a为例，逆变器三相输出均为-Vdc／2，代入式1得出此时共模电压为-Vdc／2；以图b为例，此时三相逆变器输出为-Vdc／2，-Vdc／2，Vdc／2，得此刻共模电压为-Vdc／6；以下类推，可以得逆变器工作时所输出共模电压幅值的大小，具有四电平特性。,122,3.4PWM与共模电压,2021/3/2,,由图还可以看出，逆变器产生的共模电压与开关速度，开关状态和直流母线电压有关。即不论采用什么PWM策略，共模电压都存在。共模电压具有高du/dt和高幅值电压脉冲特性。在快速开关逆变器中，如IGBT逆变器，共模电压幅值可达几百伏，其du/dt可达每秒几千伏。,123,3.4PWM与共模电压,2021/3/2,,在快速开关逆变器中，如IGBT逆变器，共模电压幅值可达几百伏，其du/dt可达每秒几千伏。在这一频率和幅值水平上，共模电压将对驱动系统产生显著的影响，主要体现在电机内部的寄生耦合电容上。在工频下，寄生耦合电容在电动机中的影响微不足道但在变频器中存在大量的高频成分，其激励出的耦合电容的影响就非常显著了。,124,3.4PWM与共模电压,2021/3/2,,共模电压的抑制方法,方法一产生一个共模电压波形，其大小与逆变器输出的共模电压相同，相位相反，通过适当的方法将这个电压叠加到逆变器输出的共模电压中，就可起到抵消共模电压的作用。方法二根据共模电压的幅频特性，采用截止频率远小于开关频率的低通滤波器可以达到降低或消除共模电压的目的。,125,4PWM调制的数字实现,2021/3/2,图4-1常用PWM数字实现方案,126,4PWM调制的数字实现,2021/3/2,127,4PWM调制的数字实现,2021/3/2,,图4-2载波与调制波比较示意图,128,4PWM调制的数字实现,2021/3/2,,129,,计算作用时间并与三角波比较,4PWM调制的数字实现,2021/3/2,,图4-3PWM实现的原理框图,130,4PWM调制的数字实现,2021/3/2,,图4-4SVPWM实现的流程图,131,4PWM调制的数字实现,2021/3/2,图4-5基于FPGA的实现方案,132,4PWM调制的数字实现,2021/3/2,图4-6实验波形,133,5多电平、多重化与多相,2021/3/2,,图5-1多重化多电平,134,5.1三电平SVPWM简介,2021/3/2,,图5-2二极管中点钳位型的三电平逆变器的主电路,135,5.1三电平SVPWM简介,2021/3/2,,,引入开关函数Sa、Sb、Sc代表各相桥臂的输出状态，对应的输出相电压分别表示为,,,故三相三电平逆变器合成电压状态有3327种组合，对应的空间矢量数为27种，其中有效电压矢量有19种。,136,5.1三电平SVPWM简介,2021/3/2,,,图5-2三电平SVPWM空间矢量分布与求解,137,5.1三电平SVPWM简介,2021/3/2,,,,三电平空间矢量的分解,,线电压坐标系SVPWM算法,,60坐标系下三电平空间矢量图,,KL坐标系下空间电压矢量的合成,138,5.1三电平SVPWM简介,2021/3/2,,,,,,,12.5Hz线电压,50Hz线电压,图5-4二极管中点钳位型三电平逆变器实验波形,139,5.2更多电平与级联,2021/3/2,,,,,,,图5-5四电平与五电平二极管箝位型逆变器,140,5.2更多电平与级联,2021/3/2,,,,,,,图5-6五电平飞跨电容型逆变器,141,5.2更多电平与级联,2021/3/2,,,,,,,图5-7五电平级联H桥逆变器,142,5.2更多电平与级联,2021/3/2,,,,,,,图5-8七电平、九电平级联H桥逆变器,143,5.3多电平PWM脉冲,2021/3/2,,,,,,,图5-9两电平脉冲的产生原