高频高压软开关DC_AC电源的仿真研究.doc

高频高压软开关DC/AC电源的仿真研究 引言 由于经济的发展，环境问题越来越受到人们的关注。中国共有20多万台工业锅炉，每年耗煤量巨大，燃煤过程中，释放出大量的SO2，NO2，CO，CO2，NH4等有毒气体和一些颗粒状的飞灰和黑烟。为了解决这一环境问题我国先后经历了氨酸法，氧化锌法，亚硫酸钠法，石灰石法，石灰石-石膏法，石灰-亚钙法，含碘活性炭吸附法，旋转喷雾干燥法，炉内喷钙及尾部增湿法等方法来去除释放到大气中的有毒气体和飞灰、黑烟。近些年出现的在直流基础高压上叠加交流高频电压产生的交直流叠加电源的供电方法，由于其脱硫效率高而得到了世界范围的广泛关注。但是由于要求输出的交流电压频率及开关管的开关频率较高，因此，开关损耗相对较大，容易使器件因温度过高而损坏。解决这一问题的方法之一就是将用于产生交流高频高压的DC-AC变换器用软开关方法实现。本文采用软开关方法之一的全桥移相控制方法来实现软开关，并且对电路工作在硬开关状态以及全桥移相控制软开关状态进行了工作分析及计算机仿真，并且比较了仿真结果。 DC/AC变换器的工作原理 本文所要论述的高频高压电源是脱硫脱硝交直流叠加电源中的交流电源部分，电路的原理图如图1所示。图中的Vin是电网电压通过晶闸管整流和滤波后得到的可控直流电压，Z1-Z4 组成全桥DC/AC变换器，可控直流电压经过全桥变换器的逆变，输出高频方波电压，再经过隔离变压器TX1的作用，在变压器副边得到高频的交流电压，其中隔离变压器TX1起隔离和升压作用。图中的L1是串联谐振电感，其中包括变压器漏感及外加电感。R1是在电路仿真时，线路及开关管的等效电阻。由于在脱硫脱硝供电电源中，交流电源的负载特性呈现容性，同时在实验中发现负载上存在能量损耗，因此，仿真中用 Cp和等效电阻R2作为模拟负载。 该电路简化的电路原理图如图2所示 图1 基本的DC/DC变换电路（略） 图2 简化的全桥变换电路原理图（略） 图3 硬开关状态下变换电路工作波（略） 图中Vab是通过全桥逆变后输出的方波电压。 L是基本变换电路中的L1，C是负载等效到原边的电容。由于R1较小，R2的值通常很大，因此在简化的电路图中，可以把这两个电阻省去。 图中的方波电压Vab包括基波及高次谐波。在基波频率上，L的感抗小，C的容抗大，因此基波电压降落在电容上；而对于高次谐波，感抗大，容抗小，谐波电压降落在电感上，因此本电路有滤去高次谐波的功能，负载电容上能够得到比较理想的正弦波。 分析基本的DC/AC变换电路，可得出电路的工作波形如图3。 把原理图中逆变器后面部分看成一个整体负载，由L1、TX1、Cp等组成的负载等效成由电感电容组成的负载，则开关频率大于负载谐振频率时，由于总的jwl大于jwc-1，因此电路整体负载呈现电感性；否则电路呈现电容性。本文讨论电路整体负载呈现电感性的情况。 图中Vp是Z1-Z4的控制脉冲。Vab是指经过IGBT逆变后得到的电压忽略IGBT和二极管管压降的不同。根据IGBT和二极管的导通情况，可以得到IL1的波形如图3所示。负载Cp上的电压形Vcp滞后IL190o，电压波形如图3中Vcp所示。 把L1、TX1、Cp等看成一个整体负载，在整体负载呈现电感性条件下，主开关IGBT两端的电压电流波形如图3中Vz1、IZ1所示。可以看出主开关管可以在零电压条件下开通，却在大电压大电流下关断，关断损耗大。尤其在高频情况下，开关损耗随开关频率成比例上升，器件发热严重，容易损坏管子。为了解决这一问题，本文采用全桥移相控制软开关的方法，用以降低开关管的关断损耗。 移相控制FB-ZVS DC-AC变换器的工作原理 全桥移相零电压开关PWM电路是适合于大功率开关电源的软开关电路，它不仅保持了准谐振电路开关损耗小的优点，且电路工作于固定的开关频率。和普通的硬开关全桥变换电路相比，全桥移相零电压开关PWM电路只是在普通的硬开关全桥变换电路的基础上，在各主开关管两端并联谐振电容，它包括外加电容及开关器件中的结电容。因此，对电路来说，其成本和复杂程度基本上没有增加，但不同的是它采用移相控制，在换流时利用谐振实现开关器件的零电压开通，由于并联电容的存在，又可使主开关管实现零电压关断。 全桥移相零电压PWM软开关电路原理图见图4，电路中谐振电容 C1C2C3C4其工作波形如图5所示 假设电路在t0时刻的工作状态为Z1,Z4导通，电路的工作过程可简述如下 [t0-t1]Z1,Z4 导通 ，VABVin,Il1上升，电源向负载输出能量； [t1-t2]t1时刻，关断Z1 ,由于C1 的存在，Z1两端的电压不能突变，因此，Z1在零电压条件下关断。电路开始对电容C1进行充电，同时对C3进行放电； [t2-t3]t2 时刻，C1充电至输入的直流电压时，C3放电到零，D3自然导通，电路进入D3,Z4导通的续流阶段，VAB0,Il1 保持不变，电路不传送能量； [t3-t4]t3 时刻给主开关管Z3触发脉冲，由于D3导通， Z3反偏，Z3不能开通，电路仍处 D3,Z4导通的续流阶段，直到 时刻； [t4-t5]t4 时刻，关断Z4，同样由于C4的存在，Z4是在零电压条件下关断的。电路开始对 C4进行充电，同时对C2进行放电； [t5-t6]t5 时刻，C4充电至输入电压，C2放电到零，D2自然导通，电路进入由D2,D3导通的反向供电阶段，VAB-Vin, Il1下降，负载向原边反馈能量； [t6-t7]t6 时刻给Z2发触发脉冲，由于D2导通，Z2反偏，因此Z2不能导通，电路维持D2,D3导通； [t7-]t7 时刻IL1过零反向，Z2Z3导通，因此Z2Z3是在零电流零电压条件下开通，之后电路进入Z2Z3导通阶段，VAB-Vin,Il1 继续下降，直到Z3关断脉冲的到来； 同样可得，由于C2,C3的存在，Z2,Z3是在零电压条件下关断的；而Z1,Z4是在零电流零电压条件下开通的。 图4 FB－ZVS变换电路原理图（略） 图5 FB－ZVS变换电路工原波形（略） 图6 硬开关状态下的Vab IL1,Vcp的仿真波形（略） 图7 硬开关状态下主开关管关断时管子两端电压、电流波形（略） 由以上分析可得通过调节触发脉冲之间错开的宽度，即调节电路传递能量和电路处于续流阶段时间的比例，就能实现输出电压的调节。 主开关管的电压电流波形如图5中 Vz1 ,Iz1所示，和普通的硬开关全桥变换电路相比，开关管的关断情况有了很大的改善。以Z1关断时为例，当关断信号到达Z1时，由于谐振电容的存在，使得关断时Z1两端的电压为零。关断过程中，IL1IZ1IC1IC3，所以IZ1上的电流大大减小，使得开关管的关断损耗得以降低，从而提高了效率。 仿真波形分析及其比较 a在硬开关状态下电路的仿真波形 对高频高压DC/AC电源进行了计算机仿真，仿真电路如图6、7所示，其中直流输入电压为120V，变压器变比为 120，理 论上，在变压器副边应该得到2400V的交流电压，但从图6的仿真波形得到输出电压约为8KV，因此可以看出串联谐振电感 与负载电容发生了谐振，使输出电压达到8KV。 图6的仿真结果与理论上得到的工作波形大致相同。硬开关状态下IGBT在关断时两端电压电流的波形情况如图7所示。从图中可以明显看出，主开关管关断时，开关管上大电压和大电流重叠，造成开关损耗较大。通过仿真结果计算可得, Z1的关断损耗为12.7 W；在整个工作过程中，Z1、D1的总损耗为132W。随着输出频率的增大，开关频率相应增大，开关损耗随之增大，总损耗也增大，可能导致IGBT因结温过高而烧损，这样就限制了开关频率及输出频率的进一步提高，因此在DC/AC的高频高压电源中，有必要采用软开关技术来解决这一问题。 b软开关状态下电路的仿真波形 对图4全桥移相软开关电路进行了计算机仿真，仿真结果如图8图9所示。 图8 软开关状态下的Vab IL1,Vcp仿真波形（略） 图9 软开关状态下主开关管关断时管子两端电压、电流波形（略） 由于在移相控制中，出现了二极管和主开关管开通的续流阶段，在此阶段中，Vab两端电压为零，IL1基本保持不变。采用全桥移相控制方式实现的DC/AC变换中，在关断IGBT时，主开关管上的电流转移到了IGBT两端并联的电容以及同桥臂的电容中，使IGBT上流过的电流迅速降低，VZ、IZ重叠部分减少，开关损耗与硬开关条件下相比大幅度降低。由仿真结果计算可得，Z1的关断损耗为8.1 W；在整个工作过程中，Z1、D1的总损耗为78W。和普通的硬开关全桥变换电路下的12.7W、132W相比，器件的损耗大为降低，从而可以提高开关频率及输出频率，因此用软开关实现高频高压DC/AC电源是可行的。